刘宗全，钱祖平，2，韩振平，倪为民

(1解放军理工大学，南京 210007;2东南大学毫米波国家重点实验室，南京 210096)

0 引言

微带天线由于具有剖面低、体积小、重量轻、易于与载体共形等特点，近年来被广泛用于导弹、飞机、卫星、火箭等飞行器上。在实际应用中，往往还要求天线具有较宽的波束来稳定接收信号。一般展宽天线波束的方法有减小辐射宽边尺寸、采用高介电常数的介质基板等[1－2]或是利用介质天线技术，通过增大天线的切向辐射来展宽波束[3]。文献[4]通过激发起高次模，用高次模的方向图来补偿基模的方向图。文献[5]则设计了一种四臂螺旋天线，获得了较宽的波束。

为了能够满足弹载天线在运动过程中低仰角增益的要求，文献[6]在微带天线中附加单极子天线，设计了一种三极化天线。这种天线充分利用空间坐标系3个轴方向相互正交的特点，最多可以接收空间电场的3个独立分量。这样飞行器在运动过程中，就能稳定地收发信号。

现有的三极化天线有3个端口，均是线极化工作，且剖面较高。文中提出的天线是一种共形天线，由圆极化工作的微带贴片天线和与之正交放置的加载圆盘的单极子构成。两个端口分别工作在圆极化和线极化方式。相对于三极化天线需要3个独立端口，该天线仅需要两个端口就可实现相同的功能。因此相当于减少了一个处理通道，这对简化系统结构，提高信号处理能力有重要意义。并且该天线在1.575GHz的工作频率上，剖面更低，总高度为7mm。

1 天线设计

为了实现圆极化工作，该天线采用等幅且相位相差90°的双馈点馈电方式。馈电网络采用威尔金森功分器。天线的两个馈点正交放置在距圆形贴片中心等距离处，通过馈电网络对其等幅且相位相差90°馈电，激励起正交简并模，从而辐射圆极化波。

线极化工作方式是通过单极子天线来实现的。在地板和辐射贴片中心开直径为l2的过孔，单极子天线穿过上下两层介质及过孔，伸出圆形辐射贴片，延伸长度为h4，并在顶部与一个圆盘相连，圆盘半径为r4。加载的圆盘被腐蚀在介质基板上。同时焊接3根铜柱将辐射贴片和加载圆盘短接，呈等边三角形分布于单极子周围，距贴片中心距离为r2。单极子天线由一段特性阻抗为50Ω的微带传输线对其馈电，馈电端口位于圆极化工作端口的另一侧。

天线具体结构如图1所示。天线辐射贴片半径为r3，接地板位于辐射贴片和馈电网络之间，边长为l1，最底层为馈电网络。从下至上介质基板的相对介电常数分别为 2.5，3.0 和 2.2，厚度分别为 h1、h2、h3。单极子圆盘与50Ω馈线间由铜柱连接。馈电网络的两个输出端通过地板上的两个过孔由金属铜柱连接至圆形辐射贴片，输出端距贴片中心距离为r1。所有铜柱半径均为0.5mm。圆极化、线极化馈电端口分别为M1和M2。具体尺寸如表1所示。

图1 天线结构示意图

表1 各尺寸参数mm

文中采用了圆盘加载单极子天线而不是四分之一波长单极子天线作为辐射单元，有效减小了单极子天线的高度。圆盘位于圆形辐射贴片上面，对于圆极化工作端口来说相当于寄生贴片，因此可以展宽阻抗带宽，提高圆极化性能。在1.575GHz的工作频率，四分之一波长单极子需要约48mm的高度。为保证共形的要求，文中采用的圆盘加载单极子的高度为6mm。为增加天线的机械强度，提高加工精度，加载圆盘被腐蚀在介质基板上，同时还可以减小圆盘的尺寸。随着加载单极子高度的降低，加载圆盘和地板间的等效并联电容增加。为了抵消并联电容的影响，需要

引入等效并联电感，使并联电感、电容构成的谐振电路在天线的工作频带内谐振而对消，从而实现纯阻性的天线输入阻抗。这里选择均匀分布的3个短接铜柱来实现并联电感。从单极子天线加载的圆盘端口看进去的等效电路如图2所示。

图2中，G为单极子圆盘的等效辐射电导;L为短接铜柱引入等效并联电感;C1为圆盘和辐射贴片间的等效并联电容;C2为辐射贴片和大地间的等效并联电容;C3为圆盘和大地间的等效并联电容。电路分析可得输入导纳Yin为：

图2 单极子天线等效电路

显然，当电感L取合适的值时，可以使输入导纳的虚部为零，从而得到纯阻性的输入阻抗。图3给出的是加载短接铜柱对单极子端口匹配特性的影响。从图中可见，未加铜柱之前，在整个频带内几乎没有任何匹配，加载后匹配性能良好。

图3 探针加载的影响

图4 距离r2对单极子天线匹配的影响

同时，短路铜柱距贴片中心的距离对天线匹配的影响也较大。图4给出的是不同距离r2下单极子天线端口的匹配情况。图中可见，当距离越小时，天线匹配性能越好，同时谐振频率向低频偏离。这可以解释为当r2越小时，铜柱上流过的电流越大，辐射效率越高，匹配就越好，等效并联电感增大，根据式(1)可知，角频率ω就会减小，从而谐振频率降低。

2 天线仿真及测量结果分析

为验证设计方案的正确性，制作了原型天线，天线实物如图5所示。

图5 天线实物图

用矢量网络分析仪对天线的S参数进行了测量，仿真和测量结果如图6所示。

图6 各端口的回波损耗及隔离度

圆极化天线馈电网络中的隔离电阻以及加载的圆盘作为寄生贴片，展宽了M1端口的阻抗带宽。图中看出，实测结果表明，M1端口阻抗带宽为1.21～1.85GHz，相对带宽达到41.8%，M2端口为1.54 ～1.61GHz，相对带宽为4.4%。端口M1和M2间的隔离度大于15dB。由于端口M1连接的微带线与馈电网络输出支路平行放置，且馈电网络的馈电探针与单极子距离较近，使得端口间能量有一些耦合，对隔离度产生了影响。图7给出的是轴比随频率变化曲线。从中可以看出，天线轴比带宽为 1.45 ～1.8GHz，相对带宽为 21.5%。

图7 圆极化天线轴比随频率变化曲线

图8为天线的实测归一化方向图。图8(a)、图8(b)为端口M1在1.575GHz处的方向图。可以看出，圆极化天线的最大辐射方向在正z轴方向，能够接收平行于x轴和y轴的电场分量。图8(c)、图8(d)为端口M2在1.575GHz处的方向图。可以看出，单极子天线最大辐射方向在xoy面内，能够接收平行于z轴的电场分量。因此，该天线可以接收平行于x、y、z轴的电场分量。图9给出的是线极化和圆极化端口的实测增益曲线图。图中可以看出，单极子天线的增益稳定在2dB左右，而圆极化天线的增益带宽较窄。这是因为圆极化天线的增益带宽主要由辐射贴片的尺寸决定，其他谐振点由功分器和寄生贴片产生，对增益并没有贡献。

图8 各端口实测归一化方向图

3 结论

文中提出了一种新型弹载共形天线。该天线在水平面内圆极化工作，在垂直面内线极化工作。实测结果表明，性能指标与理论分析吻合。天线两个端口间隔离度大于15dB，能够接收空间电场的3个正交分量，保证了载体在运动过程中能够稳定接收信号。该天线结构紧凑，剖面低，性能良好，可用于弹载共形天线使用。同时该天线的设计方法，经过频率搬移后可用在其他频段上，因此在个人、车载等移动通信领域中有广阔的应用前景。

图9 各端口实测增益曲线

[1]薛欣，张福顺，冯昕罡，等.双圆极化微带天线的设计[J].电波科学学报，2010，25(2)：393－397.

[2]Sim C Y D，Han T Y.GPS antenna design with slotted ground plane[J].Microwave and Optical Technology Letters，2008，50(3)：818－821.

[3]何海丹.新型宽波束圆极化天线—微带介质天线[J].电讯技术，2003(1)：48－54.

[4]Wang S Y，Zhu Q，Xu S J.Design of a compact millimeterwave microstrip antenna with wide bandwidth and broad beamwidth[J].Int.J Infrared Milli Waves，2007，28(7)：513－519.

[5]韩英臣，张继龙，高扬英，等.一种宽波束圆极化天线的研制[J].弹箭与制导学报，2009，29(3)：245－247.

[6]钟华，张志军，陈文华，等.一种三极化共形天线[J].电子学报，2009，37(6)：1334－1337.