闫朝阳 张纯江 邬伟扬 贾民立 张 坤

（燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室 秦皇岛 066004）

1 引言

Mr. Espelage和Mr. Bose于1977年提出了高频链逆变技术的重要概念[1]。随着分布式供电系统、新能源发电并网以及UPS供电系统的快速发展，高频链逆变器的应用也越来越广泛[2-6]。

按电路拓扑结构高频链逆变器可分为两种，即DC-DC 变换型(DC-HFAC-DC-LFAC，其中：HF：high frequency；LF：low frequency)和矩阵变换型（也称为周波变流型，DC-HFAC-LFAC)[7-11]。矩阵变换型逆变器省去了中间直流储能环节，单级功率变换、双向能量传输、通态损耗小、整机效率和可靠性高，正日益成为研究热点。由于双向开关（实际应用中多采用单向可控开关组合而成）的存在，须处理好带感性负载工作时的换流问题[6,8,12-14]。

对于单相高频链矩阵式变换器调制策略的研究，已有以下三种类型：

（1）常规正弦脉宽调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）控制。一次逆变产生占空比均匀的高频双极性等宽方波，二次采用 SPWM 控制，滤波后得到需要的正弦波输出[14-15]。

（2）采用正弦脉宽脉位调制（Sinusoidal Pulse Width Phase Modulation，SPWPM）控制。通过有效变动单极性SPWM电压波形的结构，得到另一种新波形，新波形中含有原SPWM波的全部信息，但没有低频调制波的频率成分。从而可以利用高频变压器进行耦合传输，然后在变压器二次侧通过解调又可恢复为常规的SPWM电压波形，滤波后得到调制频率的正弦输出[16-18]。

（3）采用移相控制。无谐振的移相控制分双极性和单极性两种，当采用双极性移相时，周波变换器驱动信号相对高频逆变器控制信号移相，输出滤波器前端电压为双极性SPWM波[19]；当采用单极性移相时，高频逆变桥右桥臂控制信号相对左桥臂移相，周波变换器在变压器电压为零时开关动作，输出滤波器前端电压为单极性SPWM波[18,20]。

若将恒频移相LCC谐振电路与SPWM控制技术有机结合，在输出得到交流正弦波的同时，不仅可使变压器一二次出现双极性三态高频脉冲交流电压为周波变换器实现ZVS创造条件，而且移相逆变器电路的超前桥臂也实现了零电压开通、滞后桥臂实现了准ZCZVS关断[11]。

本文就矩阵式变换器的电路拓扑，运用解结耦思路[21-22]，提出了无谐振型解结耦SPWM方法。对双向开关的两个构成器件不采用常规的施加相同驱动信号的方式，而是分别控制。通过对常规SPWM波形进行结耦逻辑处理，产生四路独立的脉冲而分别作为矩阵式变换器同一桥臂功率开关的驱动信号，仿真和实验证明了该方法的可行性。

2 单相高频链矩阵式逆变器拓扑

典型的高频链矩阵式逆变系统结构如图 1所示。高频链矩阵式逆变技术省去工频变压器而采用高频变压器进行能量传递，用双向交流开关阵列替换常规的单向开关组成矩阵变换器（Matrix Converter，MC）亦作周波变换器（Cyclo Converter，CC）。

图1 高频链矩阵式逆变器结构框图Fig.1 Block diagram of HFL matrix inverter based on MC

本文所使用的具体拓扑如图 2所示。以中间的高频变压器一二次界定高频链矩阵式逆变电路前后级，一次部分是前级 DC-HFAC高频逆变电路，产生高频带有死区的交流方波；二次部分是后级 HFAC-LFAC矩阵变换电路，将高频交流方波变换为工频正弦波输出，MC所用双向开关由两个反向串联的 IGBT构成。该拓扑具有高频电气隔离、两种功率变换环节、双向功率流动等特征，适用与中小功率变换场合。下面研究解结耦SPWM调制策略和相应的控制逻辑。

图2 单相高频链矩阵式逆变器拓扑Fig.2 Topology of HFL matrix inverter based on MC

3 单相高频链矩阵式逆变器新型解结耦SPWM调制策略与控制逻辑

3.1 解结耦思路、控制原则及实现逻辑

图 2所示的拓扑中，高频变压器隔离输出前级逆变产生的高频交流方波，作为后级矩阵变换器的输入。运用解结耦分析的解耦思路可进行以下两方面工作：如果从半个高频交流周期的角度考虑，矩阵变换器的输入可以认为是恒定的具有正或者负极性的直流脉冲源（解耦之一）；同时从电路结构上，也可以把矩阵变换器分时等效作两个结构相同方向相反的常规逆变器（解耦之二）。即，当高频变压器输出为正电压时，让图 2中由器件（SP1、SP2、SP3、SP4）构成的正组逆变器工作；同理，当高频变压器输出电压反向时，使负组逆变器（SN1、SN2、SN3、SN4）工作。

正、负组逆变器的协调控制原则是：当其中一组逆变器工作时，另一组逆变器的所有开关器件全部可导通。遵循此原则，矩阵式变换器的感性负载换流问题就演化成为普通逆变器的感性负载换流问题，从而矩阵式变换器的感性负载安全运行得到了保障。这种协调关系依靠对普通逆变器调制策略所产生的控制信号的逻辑组合及处理，即所谓的结耦工作来实现[22]。

根据以上思路，设计所得的控制逻辑电路如图3所示。

图3 控制逻辑电路Fig.3 Logic circuit of control

图3中，逻辑电路的输入Vsh、Vsl为互补的SPWM 调制波形信号（具体实例可参见图 4，下同），Vp05、Vn05为互补的且与前级逆变（指M1～M4所构成的H桥逆变器）同频的0.5占空比的方波信号。需要特别说明的是，SPWM所使用的载波频率是前级逆变器交流输出频率的两倍，由此能够保证在一个高频变压器交流半周期内完成一个SPWM高频周期的调制动作；而经过逻辑组合得到的后级矩阵变换器的开关控制信号，则具有与前级逆变器开关动作同样的频率。

3.2 解结耦SPWM驱动信号合成

图4所示为一个工频周期中矩阵变换器侧同一桥臂四路驱动的信号合成示意图。uc、um分别为载波和调制波。VH、VL分别为变压器前级逆变器的高频驱动信号。Vsh、Vsl、Vp05及Vn05的定义同图 3。SP1、SN1、SP2及 SN2为与图 2标识相同的 IGBT的驱动信号。

此驱动信号的生成，过程简单、无需输出电流极性的检测与判断，且可实现逆变器软开关运行。下面将分析应用此驱动的逆变器具体的工作模态。

4 单相高频链矩阵逆变器工作模态分析

4.1 工作模态

图4 矩阵变换器一个桥臂触发信号合成示意图Fig.4 Signal synthesis schematic of drive for a MC leg

便于分析问题，假设：①所有功率开关为理想元件；②变压器是电压比为N的理想变压器。定义开关SP1、SP2、SN1及SN2所在桥臂为前桥臂，SP3、SP4、SN3及SN4所在桥臂为后桥臂。

选取高频变压器的一个高频交流周期进行分析，主要波形如图5所示，其中up、ip分别为变压器一次电压、电流波形，us、is分别为二次电压、电流波形，VH、VL为前级逆变器带有死区的驱动波形。io为工频输出负载电流波形，图中所取为io＞0阶段，由于高频开关周期非常短且远远小于工频周期，所以io可认为恒定不变。由图5可知，单相高频输入单相工频输出的矩阵式变换器在一个高频周期内有8种模态，图6为相应的工作电路，为明确标示器件的工作状态情况，将关断的器件打上叉断号。具体分析如下。

图5 变换器模态分析用波形图Fig.5 MC working waveforms for analysis

（1）模态 1[t0，t1）。如图 6a所示，该时间段内，前级逆变器处于死区阶段，后级负载通过矩阵变换器的两上桥臂四个开关管续流。高频变压器二次贮存的能量回送给一次，开关 M1、M4的体内寄生二极管导通，二次电压被钳位，电路处于能量回馈状态，一次电流ip线性变化。

式中，lm为变压器激磁电感。

（2）模态[2t1，t2）。如图6b所示，t1时刻，前级开关 M1、M4动作，由于此刻之前其体二极管已处于导通状态，M1、M4器件属于ZVS开通，又由于后级开关状态不变，变压器中贮存的能量也没有释放完毕，电路仍处于能量回馈状态，ip继续保持线性下降。

（3）模态 3[t2，t3）。如图 6c所示，t2时刻器件 SP3ZVS关断，器件SP4导通，矩阵变换器后桥臂进行负载换流，这时阻感性负载和变压器二次形成续流通路，由于矩阵变换器侧输入电压为正，电压电流同向，系统正常向负载输出功率，一次电流ip为励磁电流和二次反射电流Nis之和。

式中，Z为负载阻抗。

图6 电路各时段的工作模态Fig.6 MC mode circuit in different working modes

（4）模态 4[t3，t4）。如图 6d所示，t3时刻，器件SP1关断，器件SP2开通，负载通过矩阵变换器两下桥臂的各管进行能量续流。此时，虽然变压器二次励磁电流有突变，但由于前级逆变器仍正向输出电压，二次电压钳位在 Nup，所以开关两端不会产生有害过压应力，变压器一次处于励磁阶段，励磁电流为

（5）模态 5[t4，t5）。如图 6e所示，t4时刻，矩阵变换器切换到等效的负组逆变电路工作。变压器前级进入死区阶段，后级矩阵式变换器的电流回路保持不变，器件SP1到SN1，SP3到SN3的通断切换属于ZVS、ZCS动作。该时间段，变压器中的储能开始向一次回送，电路系统处于能量回馈阶段，ip线性变化，可表达为

（6）模态6[t5，t6]。如图6f所示，t5时刻前级开关M2、M3ZVS动作，后级变换器电路状态保持不变，电路系统维持能量回馈状态。

（7）模态 7[t6，t7]。如图 6g所示，器件 SN3开通，SN4关断，负载和变压器二次形成能量回路，电路处在负组逆变器正向功率传输阶段，该模态的工作情形可和模态3相对应。

（8）模态8[t7-t8]。如图6h所示，t7时刻，负组逆变器的器件SN1开通，SN2关断，前级电路正常输出电压，变压器二次电压被钳位，后级负载能量通过矩阵变换器的下桥臂开关管进行续流。

4.2 模态切换规律

归纳上述模态特征，工作模态3、7为电路系统对负载正常输出功率状态，模态1、2、5、6为能量回馈状态，模态4、8为变压器励磁状态，伴随储存能量。变换器各模态间的切换规律如下：

（1）模态1到模态2、模态5到模态6的前级逆变器开关切换属于ZVS动作。

（2）模态2到模态3、模态6到模态7工作时矩阵变换器同一桥臂上下管的切换不会引起阻感负载电流的突然中断。因为，以模态2到模态3的切换为例，设SP3的关断和SP4的开通如有不同步，这样就会存在两种情况：①SP3、SP4都关断，由于SP3中寄生反并联二极管的存在，负载电流将通过 SP3的反并联二极管继续流通；②SP3、SP4都开通，这种状态可能使变压器二次电压短路，形成二次环流，该环流不但不会影响负载的续流工作，而且还因为出现重叠换流区而对消除漏感能量引起的双向开关电压应力有益。且由于此状态时间很短，对整个电路运行无害。

（3）模态4到模态5属于逆变器侧正负组之间的切换，矩阵变换器侧开关属于ZVS、ZCS动作。

（4）模态3到模态4、模态7到模态8的切换发生时，考虑变压器漏感，二次电流突变将在开关两端产生过电压[8,16,19-20]，可采用重叠换流等方法予以避免。

综上所述，所提调制方法在解决矩阵变换器感性负载换流时有其自身优点，但也有不足之处，即变压器漏感较大时易造成开关电压过冲，实际应用中，在尽量减小变压器漏感的同时，可对变压器前逆变器采用移相控制或对矩阵变换器采用吸收电路和重叠换流等方法来解决。

5 仿真研究

为了探讨感性负载时上述调制策略以及控制逻辑的可行性与正确性，基于通用电路模拟软件PSpice进行了原理仿真。主要仿真参数有：输入DC 50V，高频变压器的电压比为1：2，负载为阻感性负载，L=10mH、R=3Ω，前级逆变频率为3kHz，SPWM载波频率为6kHz。由于旨在进行感性负载安全换流的原理探讨，仿真过程中仍然采用理想变压器。图7a～图7c给出了与输出电压、输出电流、开关驱动及开关端电压相关的仿真波形。

图7 仿真波形Fig.7 Waveforms of simulation

图 7a给出了高频变压器的输出电压即二次电压，图7b给出了构成MC双向开关的单个开关的端电压，由图可见，在阻感性负载条件下，应用所设计的控制逻辑与调制策略使得负载能量始终存在流通路径，未在开关器件两端造成有害的电压应力，从而能够实现阻性负载下的安全换流。图7c展示了当阻感性负载时输出相电压与负载电流存在一定的功角相位差的固有特征。仿真结果表明在高频链矩阵式逆变器输出带阻感性负载的条件下，所设计的解结耦调制策略及其控制逻辑是可行的。

6 实验验证

开展了实验室原理样机验证工作。实验参数主要有：输入DC 50V，高频变压器的电压比为1：2，负载为阻感性负载，L=10mH，前级逆变开关频率与后级矩阵变换器开关频率相等，均为SPWM载波频率的二分之一。

所得实验结果分别如图8a～图8i所示。由图可见所得实验结果和仿真结果一致，说明了所设计的解结耦调制策略和控制逻辑的可行性与有效性。

图 8a为前级 H桥逆变器驱动电压波形及其同步的0.5占空比高频方波。图8b为0.5占空比的高频方波与基本SPWM信号波的对应关系图。

图8 实验数据Fig.8 Data of experiment

图 8c为矩阵变换器同一桥臂四个功率开关的四路驱动波形，归纳其特点可知，每一时刻只有一个功率开关处于关断状态，即阻感性负载时负载能量在任意时刻具有流通回路。图8d为变压器二次电压与二次电流波形，变压器二次电流的包络线是与输出电流时域特征一致的正弦波形。图8e为MC功率开关 IGBT集射极受压及其相应的栅极驱动波形。图8f和8g所示分别为后级矩阵变换器单管ZCS开通和ZVS关断波形图。图8h为负载电压与电流波形，可见开关两端部分时刻存在电压过冲现象，而仿真中则没有，这是因为仿真时忽略变压器漏感，而实际实验中所用变压器具有不可避免的漏感。由前述可知，当对功率器件采用吸收电路或者添加重叠换流动作时可以解决该过冲问题，本文以验证负载换流策略的有效工作为目的，实验中未采取其他针对漏感的措施，因此开关上出现了过电压应力。图8i所示为300～1600W功率范围内原理样机的效率曲线，最高效率为88.11%。

7 结语

单相高频链矩阵式逆变器以其高频电气隔离，无中间直流储能环节，电路拓扑结构简单，可双向功率传输，变换效率高，重量轻体积小等突出优点，受到日益广泛的关注。本文在分析其电路拓扑的基础上，运用解结耦分析思想，提出了针对单相矩阵式变换器的新型解结耦SPWM调制策略，设计了相应的结耦控制逻辑，详细分析了带阻感性负载时电路系统的具体工作模态，归纳了功率器件的切换规律，进行了阻感性负载情况下的仿真和实验工作。研究结果验证了所提方案的正确性与可行性，可望给单相高频链矩阵式逆变器的进一步研究与应用，提供一定的借鉴。

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