曲振江 周贵德

（沧州师专物理与电子信息系 沧州 061001）

1 引言

大功率高亮度发光二极管（LED）具有发光效率高、体积小、重量轻、使用安全的特点，尤其可贵的是它的使用寿命极长[1]，是一种非常理想的照明光源。用它来取代白炽灯、荧光灯等传统照明光源将可以节省大量电力，有效减少温室气体排放和由于更新照明设施而产生的大量垃圾。但是，由于LED特性的非线性和温度的敏感性[2]，它必须用恒流源为其供电，同时为了达到节电和减少对电网供电质量的影响，还必须要求它的驱动电路具有很高的性能，即高效率、高功率因数、向电网注入小的谐波电流以及较低的成本和较小的体积重量。满足这些要求且直接利用工频电网供电的大功率 LED驱动电路已有讨论[3]，但还很少，且都还有进一步完善和提高之处。本文提出一种照明用大功率无桥LED驱动电路[4]，可以很好地满足以上要求。

2 电路工作过程

无桥大功率LED驱动主电路如图1所示，电路中与场效应管并联的二极管是该场效应管的寄生二极管。该电路的主要特点是：①省去了整流桥，减少了工作电流通过功率器件的数目，可有效提高电路的工作效率。②由两个场效应管构成的电子开关Q1、Q2同时通断，由于它们的源极共地，因而可简化其控制电路。③场效应管控制电压的脉冲宽度跟随工频电源电压ui的幅度变化按正弦规律变化。④用脉冲变压器T的一次线圈L1、L2替代储能电感的作用并使其工作在电流准连续状态。⑤脉冲变压器T的二次线圈L3连接控制电路，控制电子开关Q1、Q2按预定的规律进行通断变化。这个电路可同时完成电压变换和功率因数校正（PFC）功能，在电源输入端接一简单的 LC滤波器可进一步减小高频谐波电流的注入。

图1 无桥大功率LED驱动电路（主电路）Fig.1 High power bridgeless LED drive circuit (main circuit)

为分析电路工作原理方便，假设电路中脉冲变压器T的一次线圈L1、L2的电感量L1=L2=LT，电子开关场效应管缓冲电容 C1、C2的容量 C1=C2=C0，其余器件除作为负载的LED外均视为理想器件，且电路工作状态已经稳定。

电路的工作情况如图 2所示。设电源电压为ui=Uimsinωt，负载电压为 U0且 U0＞Uim/2时，在 ui的正半周，电路的工作过程可分为以下4个阶段，波形如图3所示。

（1）t0～t1期间：Q1、Q2的控制信号变为高电平，电感电流iL通过变压器T的一次线圈L1和L2、场效应管Q2和Q1的寄生二极管和电源ui形成回路，从一个较小的负值按线性规律增大，到t1时刻电流达最大值ILm。在t0时刻由于场效应管Q2上的电压已基本为零且电流 iL上升较慢，因而 Q2可近似认为是零电压零电流开通。

（2）t1～t3期间：在 t1时刻场效应管的控制信号回落到低电平Q2关断。由于关断场效应管的这段时间很短，可以假定电感电流继续流通并保持不变，它首先给 Q2的缓冲电容 C2充电使电压 uC2线性上升，并且在场效应管的关断过程中，uC2上升尚小，因而可以认为Q2为零电压关断。到t2时刻，uC2上升至ui，而电感电压下降为0。t2时刻以后电感电压改变极性，继续为缓冲电容C2充电，到t3时刻，使uC2即场效应管Q2上电压uDS2上升至ui+2U0，电感电压uL下降为-2U0。

（3）t3～t4期间：由于电感电压改变极性使二极管 VD1反偏截止，故变压器 T的一次线圈 L1的电流也转移到 L2上并通过二极管 VD2和负载形成回路，在t3时刻使通过电感线圈的电流iL2m增大到原来的2倍且按线性规律下降，成为该驱动电路向负载的输出电流io，此间场效应管Q2上的电压uDS2和电感电压 uL保持 t3时刻的值不变。而滤波电容C3可使通过负载（LED）的电流较为平滑。

图2 驱动电路工作过程分析Fig.2 Work process analysis of drive circuit

图3 正半周时工作波形Fig.3 Working waveforms in positive semi-cycle

（4）t4～t6期间：在t4时刻通过电感线圈的电流 iL2下降到零，而场效应管 Q2的缓冲电容 C2上的电压 uC2仍为 ui+2U0，于是缓冲电容 C2与变压器 T的一次线圈 L1、L2构成谐振回路并进行振荡放电，使场效应管Q2及其缓冲电容C2上的电压按正弦规律下降，而电感线圈上的电压 uL则按正弦规律以相反的方向变化。到t6时刻，电压uC2或uDS2下降到零，为下一周期场效应管的再次开通做好了准备。

在电源电压ui的负半周，电路的工作过程与上相同。

由上述可见，该电路的控制方式虽然使开关管承受的最大电压较高

但该电路即使不用缓冲电路，也可以实现零电压零电流开通和零电压关断的效果，因而有较低的开关损耗。

3 参数计算与主电路设计

3.1 参数计算

如果脉宽为t的电压U加在电感L上，那么通过这个电感的电流最大值[5]应为

对于现在要讨论的无桥 LED驱动电路，由于变压器T两个一次线圈的等效电感为单个线圈的4倍[6]，在输入电源电压 ui=sinωt的某个正半周内、电子开关Q1、Q2第n次开通时，如果认为场效应管开通期间输入电压ui的值就是其开通前输入电压ui的值且在开通期间没有变化，那么通过变压器一次线圈L1、L2的电流最大值，即由输入电源电压ui提供的电流最大值为

式中 Ui——输入电源电压有效值；

T0(n)——场效应管在t(n)时刻开始的开通时间。

此后电子开关受控关断，关断后原来通过变压器两个一次线圈的电流将集中在线圈L2流通，由于能量守恒，通过线圈L2的电流初始值将为原来的2倍[7]，因此在输出电压为U0的条件下，通过变压器一次线圈的电流经过时间

将下降到零，将式（3）代入式（4）得驱动电路为负载提供电流的时间为

这里要求 U0＞0。如前所述，由于在变压器一次线圈的电流下降到零时控制电路将控制场效应管Q1、Q2导通而进入下一周期，因此电路的工作周期为T0(n)+T1(n)，由此可求得输入电源电压ui在本次开关周期内提供的平均电流值为

将式（3）、式（5）代入，得

由上式可见，要使该驱动电路的输入电流平均值按正弦规律变化，即电路向电网注入的谐波电流最小，应使上式中的第二个分式为常数，因此可令

式中，T0(min)为电子开关场效应管的最小导通时间。将式（7）代入式（6）得

由上式可见电路输入电流的平均值按正弦规律变化。只需控制场效应管Q1、Q2在电感电流下降到零时导通，并让场效应管的导通时间随电源电压ui的幅值按正弦规律变化，在这种情况下只需控制场效应管的最小导通时间 T0(min)即可实现对电路输出电流io的大小控制或恒流控制。但要取得这样一个控制信号较困难，希望以后能有与此匹配的集成电路出现。

由式（8），当ωt=90°，即sinω t(n)=1时，电路输入电流的平均值达到最大，即

式中 Ii——驱动电路输入正弦电流的基波有效值。

由上式可计算场效应管的最小导通时间为

并且由式（7）场效应管的最大导通时间应为

如果忽略电路工作过程中的损耗，即认为电路的输入功率就等于负载的吸收功率，再结合式（9），便有

由上式可导出以下两个重要关系

将式（11）、式（13）代入式（3），并令 T0(n)=T0(max)、sinωt(n-1)=1，可得在电源电压 ui的一个周期内通过变压器一次线圈L1、L2的最大电流为

由式（13）、式（14）可知该LED驱动电路在这种控制方式下，只要确定了输入输出各量，电子开关Q1、Q2的最小导通时间T0(min)与变压器一次线圈电感量LT的比值就为一常数，并且通过开关器件的电流峰值Iim也随之确定。因此设计电路时就可以在开关器件开关速度允许的条件下选择较小的最小导通时间T0(min)，从而减小对变压器一次线圈LT电感量的要求，并可最大限度地减小其体积和重量。同时根据式（1）、式（14）即可选择开关器件的电压电流容量。

3.2 输入电流的谐波分析

无桥LED驱动电路，按照它所设定的控制方式其输入交流工频电流脉冲波形如图5所示，其宽度在工频交流电源的半个周期内按正弦规律从最小值T0(min)变化到最大值 T0(max)后再回到最小值 T0(min)，这种控制方法有别于目前讨论比较多的单周控制法[8-9]，但接近于频率抖动控制法[10]，由图4可见电路输入的工频交流电流的平均值更加接近正弦波。图4中各电流脉冲出现的时刻为

其中第n个电流脉冲存在的时间为

第n个与第n+1个电流脉冲的间隔时间为

第n个电流脉冲的最大幅度为

式中 Ui——输入工频交流电源电压的有效值；

ω ——角频率；

Uo——输出电压；

LT——工作电感，LT=L1=L2；

T0(min)——电路输入电流脉冲的最小宽度。

图4 电路输入电流波形示意图Fig.4 The sketch map of input electric current waveform

图5 100kHz以下的输入电流频谱分布Fig.5 The frequency distribution of input electric current below

由于各脉冲的电流都是线性增长的，第n个脉冲的电流用直线方程可表示为

在交流电源的一个周期内对式（17）求有效值，可得第n个脉冲电流时输入交流电流的有效值

如果在电源电压的一个周期内共有 j个电流脉冲，对各电流脉冲进行傅里叶变换，则电路输入的交流电流可用傅里叶展开式[7]表示为[11]

其中傅里叶展开式的系数为

由式（3）可进一步求得电路输入交流电流有效值为

其中基波电流有效值为

第m次谐波电流有效值为

以及第m次谐波电流有效值的相对含量为

在给定条件下根据式（23）可计算得电路输入交流电流的谐波分布如图5所示。由于计算机计算能力的限制，图中仅计算了 2000次（100kHz）以内的谐波分布情况。由本电路设定的控制特性所致，电路的工作频率随输入电压幅度的变化而在一定范围内摆动，并与电路输入电流脉冲的最小宽度T0(min)相关。由图5可看到此电路输入交流电流的频谱有以下的特点：①在电路的最低工作频率以下的频率范围内基本不存在谐波成分，并且 T0(min)越小这个频率范围就越宽。也就是 T0(min)越小电路输入电流的谐波成分频率越高。②在电路的最低工作频率以上的频率范围内各次谐波成分基本上是连续的，也就是各次谐波成分均存在。这样可降低各次谐波电流的幅度，便于对其进行滤除。

3.3 主电路设计

根据上面的分析，可以方便地对电路进行设计：

（1）根据所选开关器件的开关速度确定它的最小导通时间T0(min)。

（2）根据式（13）确定变压器一次侧两个线圈电感量LT，变压器二次线圈匝数可根据控制电路的需要来确定。

（3）根据式（1）、式（14）确定开关器件Q1、Q2和VD1、VD2的电压、电流容量。

（4）与发光二极管并联的输出滤波电容可根据发光二极管的动态内阻与输出滤波电容形成的时间常数要大于电路的最长工作周期来确定。

（5）电路输入端的LC滤波电路的器件参数可根据其谐振频率要低于电路的最低工作频率来确定，并尽量选择较大容量的电容。

（6）很多情况下场效应管的缓冲电容 C1、C2利用其自身的极间电容即可。

4 实验结果

对于上面讨论的驱动电路进行了固定输出的实验验证。并按图6所示的方框图设计了控制电路，经启动电路发出启动脉冲后即可正常工作。其中线圈 L3两端的电压反映了变压器 T一次线圈 L1、L2两端电压的变化，经全波整流后的输出电压Lu′，由分离电路分离出 2U0和 ui再结合控制电压 U(T0min)形成单稳电路输出脉冲宽度的控制信号uk；而由分离电路分离出的脉冲信号uC1，经延时整理后取第二个脉冲作为单稳电路输出脉冲的触发信号 uc，在 uk和 uc的作用下单稳电路可以在规定的时刻输出规定宽度的脉冲信号。单稳电路输出的脉冲经缓冲后即可作为场效应管的驱动信号 ug。然后，通过控制U(T0min)即可控制该LED驱动电路的输出电流Io或实现输出电流的恒流控制。

图6 控制电路方框原理图Fig.6 The block diagram of control circuit

设定输入工频电源电压 Ui=220V，输出电压Uo=200V，输出电流Io=0.4A；选用场效应管IRF830作开关器件，又选择场效应管的最小开通时间T0(min)=2µs，由式（13）确定变压器T一次线圈的电感量L=0.15mH，用50支高亮度发光二极管作负载进行测试。实测结果是，在输出Io=0.4A、Uo=180V的条件下测得输入交流电流 Ii=345mA，效率η =94.9%，功率因数λ 和电流谐波失真度THD由于暂时没有相关仪器而没有测得有效数据，但如图 7所示的输入交流电压电流波形也可以说明该电路可以实现较高的功率因数和较低的谐波电流失真度。

图7 输入电压与输入电流波形Fig.7 The waveforms of input electric current and voltage

5 结论

对于提出的电路方案，指出了其工作原理，分析了输入输出电量与电路结构参数间的关系及其交流输入电流的谐波分布。该电路可以保证电路的输入电流为正弦波电流并与输入电压同相位，只要控制该电路中开关器件的一个最小导通时间就可控制输出电流的大小，或实现输出电流的恒流控制。电路的交流输入电流在电路的最低工作频率以下的频率范围内基本不存在谐波成分，并且 T0(min)越小这个频率范围就越宽，而在电路的最低工作频率以上的频率范围内存在的各次谐波成分是很容易被滤波电路滤除的。通过实验也证实了该电路在这种新颖的控制方法的控制下，具有很高的效率和功率因数及较小的电流谐波失真度，满足实际应用的需要。但该电路要求输出的负载电压要大于交流输入电压最大值的1/2，即U0＞Uim/2。

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