潘晓明,田联房,王孝洪,梁东明,贾宇辉

(1.华南理工大学 自动化科学与工程学院,广东 广州 510640;2.日立电梯(中国)有限公司,广东 广州 511430;3.广州日滨科技发展有限公司,广东 广州 510060)

1 引言

与传统的二极管不控整流器和相控整流器相比,PWM整流器具有高功率因数、低谐波、能量双向流动等优点[1-2],得到越来越广泛的应用。传统的三相电压型PWM整流器的控制方法是建立在三相输入电压平衡基础上的,当电网电压不平衡时,这些控制方法的性能会受到较大影响,致使电网输入电流和直流输出电压产生大量谐波,影响PWM整流器的控制效果[3-4]。

为抑制直流输出电压的谐波,文献[5]由功率平衡关系导出了使直流电压无谐波的输入电流正负序分量,在正序同步旋转坐标系下对输入电流进行PI控制。由于电流负序分量在正序坐标系下表现为交流量,通过PI调节不能实现无静差调节。文献[6]在两相静止坐标系下对输入电流进行控制,为实现电流的无静差调节,采用了内模控制器。这种方法不需要检测电流正负序分量,简化了控制系统设计,而内模控制器设计则是一个难点。

本文以抑制直流输出电压的谐波为目的,根据功率平衡原理[7],提出了基于正负序控制器的不平衡控制策略。根据功率平衡原则,推导出输入电流正负序分量指令值。为实现对电流的无静差调节,构建正负序两个控制器,分别对输入正负序电流分量进行控制。由于在各个控制器下的控制量均为直流量,采用普通的PI调节器就可以获得良好的控制性能。在Matlab/Simulink上的仿真结果表明提出的控制策略的正确性。

2 基于功率平衡的整流器原理

三相电压型PWM整流器结构图如图1所示。

图1 三相电压型PWM整流器结构图Fig.1 Structure of three phase voltage-source PWM rectifier

由图1可推导出在空间矢量上的电压平衡关系式:

式中:Es,Vs,Is分别为交流侧电压和电流矢量;L,R为滤波电感和等效电阻。

电网电压不平衡时,Es可分解为正负序电压分量:

将Vs,Is也作上述分解,代入式(1),可得:

在电网电压不平衡时,电网的输入功率矢量可表示为

其中

根据功率平衡原理,当忽略滤波电感和电阻的影响时,电网输入功率等于直流侧的输出功率。由式(6)可知,由于电网不平衡,导致输入有功功率和无功功率均存在2次电网频率的谐波分量。输入有功功率的2次谐波分量将导致直流电压也存在2次谐波,影响整流器的直流输出特性。

为抑制直流电压的2次谐波,可令电网输入有功功率的2次谐波分量为零,即同时为了获得单位功率因数,令输入无功功率的直流分量为零,即=0,代入式(6)的前4个式子,可求得抑制直流电压谐波的电流指令值:

根据式(7)的电流指令值,通过合适的电流控制策略,可以使输入有功功率不含2次谐波,直流电压的谐波将得到很好的抑制。但是,由式(7)可知,输入电流的负序分量不为零,致使电网电流各相不平衡,而且输入无功功率也存在2次谐波。

3 不平衡控制策略的实现

由于在正序同步旋转坐标系中,负序分量表现为2次电网频率的交流值,当使用PI调节器时,不能实现无静差调节。所以,本文在正序坐标系下用正序控制器实现对正序分量控制的同时,增加了一个负序控制器,实现对负序分量的无静差调节。

3.1 正负序电压电流分量检测

将电压矢量Es变换到正序同步旋转坐标系,可得:

由式(8)可知,负序电压分量表现为频率为2倍电网频率的交流量,使用陷波频率为2次电网频率的陷波器将负序交流分量滤除,即可得到正序电压分量。同理,在负序同步旋转坐标系中,通过陷波器滤除正序交流分量,可得到负序电压分量。检测电网电压正负序分量的原理图如图2所示。

图2 正负序电压检测原理图Fig.2 Scheme diagram of measurement of the positive and negative voltages

图2中,坐标系之间的转换矩阵如下:

正负序电网电流的检测原理也与此相同。

3.2 输入电流指令计算

由式(7)可知,要获得电流指令值,首先要计算输入有功功率的直流分量为了保持直流输出电压Udc稳定,加入电压外环,采用PI调节器进行控制。直流电压设定为由功率关系,电压PI调节器的输出与直流输出电流相对应,则输出功率为

由功率平衡关系,输入有功功率P*0即等于输出功率根据式(7),结合检测到的正负序电压分量,即可求得输入电流指令值。

3.3 基于正负序控制器的电流控制

在正序同步旋转坐标系下,由式(3)可知正序电流的d轴和q轴分量相互耦合,所以采用基于前馈的解耦控制规律,对解耦后的d,q轴分量分别进行PI调节。经过前馈解耦和PI控制,可推导出整流器交流侧正序电压分量为

同理,在负序同步旋转坐标系下,对负序电流进行前馈解耦和PI控制,得到交流侧负序电压分量为

将交流侧电压正负序分量变换到两相静止坐标系:

式中 :Cdq-p/αβ,Cdq-n/αβ分别为坐标系之间的转换矩阵 ,

根据交流侧电压矢量 Vα,Vβ,通过SVPWM调制方法可以得到控制功率开关的6个开关信号,实现不平衡控制策略。

不平衡电压下PWM整流器的整体控制框图如图3所示。

图3 不平衡电压下PWM整流器的整体控制框图Fig.3 Overall control diagram of PWM rectifier under unbalanced voltage

4 仿真分析

为了验证提出的不平衡控制策略,在Matlab/Simulink下搭建仿真平台,进行仿真分析。仿真参数如下:正序电压幅值Ep=220×2 V;负序电压幅值En=22×2 V;滤波电感L=2 mH;等效电阻 R=0.05 Ω;滤波电容 C=2 200 μ F;负载电阻RL=20 Ω;直流电压设定U*dc=700 V。

图4为正序控制器控制时的波形。由图4可知,直流电压、输入有功功率和无功功率都存在频率为100 Hz的2次谐波。说明正序控制器不能实现对输入电流的无静差调节,从而影响PWM整流器的直流输出特性。图5为正负序控制器控制时的波形。可以看到,对电流的正负序分量分别在正序和负序控制器下进行控制,使得输出直流电压和输入有功功率的2次谐波都得到很好的抑制。输入电流中加入了负序分量,输入无功功率也存在2次谐波,与理论分析相符。当电压从平衡到不平衡变化时,正负序控制器控制时的波形如图6所示。可以看出过渡过程平缓,过渡时间较短,直流电压和输入有功电流几乎没有波动,输入电流加入了负序分量,输入无功功率从零变化为2次谐波量。

图4 正序控制器时的波形Fig.4 Waveforms of the positive controller

图5 正负序控制器时的波形Fig.5 Waveforms of the positive and negative controllers

图6 电压从平衡到不平衡时的波形Fig.6 Waveforms from balanced voltage to unbalanced voltage

由仿真波形可知,基于正负序控制器的控制策略可以对直流电压2次谐波起到很好的抑制作用,改善整流器的直流输出特性。

5 结论

本文提出了一种使三相电压型PWM整流器直流输出电压无谐波的不平衡控制策略。根据功率平衡原理导出输入电流的正负序分量,采用正序和负序两个控制器来分别对电流的正负序直流分量进行控制,可以达到快速而且无静差的控制效果。仿真结果表明,提出的不平衡控制策略能够很好地抑制直流输出电压的谐波,改善PWM整流器的直流输出特性。此外,提出的控制策略是在原有正序控制器的基础上只增加了一个负序控制器,并不增加额外的硬件资源,易于在平衡控制策略基础上实现。

[1]何鸣明,贺益康,潘再平.不对称电网故障下PWM整流器的控制[J].电力系统及其自动化学报,2007,19(4):13-17.

[2]Bo Yin,Ramesh Oruganti,Sanjib Kumar Panda,et al.An Output-power-control Strategy fo r a T hree-phase PWM Rectifier under U nbalanced Supply Conditions[J].IEEE T rans.Ind Electronics,2008,55(5):2140-2151.

[3]王颖杰,伍小杰,戴鹏,等.三相电压型PWM整流器不平衡控制新策略[J].电气传动,2009,39(7):19-23.

[4]Song Hong-seok,Kwanghee.Dual Current Control Scheme for PWM Converter under Unbalanced Input Voltage Conditions[J].IEEE T rans.Ind Electronics,1999,46(5):953-959.

[5]Rioual P,Pouliquen H,Louis J.Regulation of a PWM Rectifier in the Unbalanced Netwo rk State Using a Generalized M odel[J].IEEE Trans.Power Electronics,1996,11(3):495-502.

[6]张兴,季建强,张崇巍,等.基于内模控制的三相电压型PWM整流器不平衡控制策略研究[J].中国电机工程学报,2005,25(13):51-56.

[7]徐金榜,何顶新,赵金,等.电压不平衡情况下PWM整流器功率分析方法[J].中国电机工程学报,2006,26(16):80-85.