刘期辉，高文雷，刘银川，郝保良，陈银杏

（中国电子科技集团公司第十二研究所，北京 100015）

0 引言

随着移动互联网的普及，通过无线通信传输的数据量正快速上涨，对数据传输速率的要求也随之提高。毫米波能提供足够的带宽和传输速率，但其缺点是在大气中传输衰减快、传输距离短。若要保证在大范围内的稳定毫米波通信，需要输出功率数为十瓦至上百瓦的发射机[1]。同时毫米波频段的大规模应用也面临着诸多难题，能耗是极具挑战的难题之一。固态器件需要通过多级合成[2]才能实现大功率输出，但这也导致了大功率固态发射机效率较低和体积较大。

行波管高压电源是微波功率模块核心组成部分之一，行波管高压电源的性能直接决定着发射机整体的工作稳定度、寿命和效率等关键指标[3⁃4]。目前300 W 以内，行波管高压电源效率普遍在85%～92%，其技术水平制约着MPM 进一步向高效率发展[5]。尤其在基站通信、卫星通信等对体积有严格要求的应用场景中，其高压电源转换效率的提升对减小模块散热压力、提高可靠性和节约成本有着重要的工程意义。为了提高开关电源的效率，普遍采用软开关技术[6⁃8]。具有软开关能力和优良高频特性以及动态特性的LLC 谐振变换器越来越受到重视[9⁃13]，其相对于全桥变换器体积更小，适用于百瓦级中小功率的应用。本文针对行波管高压电源工程应用的需求开展了高效率研究，通过理论分析了软开关实现条件、仿真优化LLC 电路参数；并在器件选型和电感、变压器设计上进行了进一步优化，使得电源效率得到了进一步提升；最后制作的原理样机的输出电压为-3 000 V，满载输出功率为300 W，峰值效率为97.5%。

1 高压电源总体结构

高压电源包括逆变电路、谐振电路、倍压整流电路和反馈控制电路，其结构如图1 所示。此电源可用于高输出电压低电流工况，系统输入电压为DC 270 V，输出电压为DC-3 000 V，输出功率为300 W。主控芯片为MC33066，场效应管驱动芯片为UCC21540。

图1 高压电源总体结构

2 电路参数设计

如图2 所示，LLC 谐振变换器有3 个谐振元器件，分别是谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器初级励磁电感Lm。

图2 半桥LLC 谐振变换器

设f0为励磁电感Lm不参与谐振时的谐振频率，fm是Lm参与谐振时的谐振频率，公式如下：

使用开关频率fsw作为区分，可得到LLC 谐振变换器的三种工作模式，分别是fsw＞f0、fsw=f0和fm＜fsw＜f0。半桥LLC 谐振变换器的工作流程在多数相关文献中都有提及，本文不再赘述。

2.1 软开关实现条件

半桥LLC 谐振变换器可以实现逆变电路场效应管的零电压开启，其零电压开启过程如图3 所示。在场效应管Q1关断后，电路进入死区时间，谐振电流Ir切换至场效应管Q2的漏源电容通道，进而导致漏源电容放电，直至漏源电压下降至0。随后电流切换至场效应管Q2的二极管通道，在忽略二极管压降的前提下，在场效应管导通前漏源电源将保持为0。上述电流通道切换完成的条件之一就是谐振电流的相位必须落后于逆变电路的输出电压。

图3 场效应管零电压开启过程

为了量化这种相位差，需要对图2 所示的电路进行等效简化。可以将直流电源和场效应管等效为一个方波源，令其为ViS，再将变压器副边的负载等效到原边，令其为Re，得到如图3 所示的非线性电路模型。由于开关电源工作在谐振频率附近，所以一般忽略所有高次谐波，使用方波的基波进行近似，这就是一次谐波近似法（First Harmonic Approximation,FHA）。进行一次谐波近似后，可以将图4 所示的方波非线性电路模型简化为图5 所示的正弦波线性电路模型。

图4 方波非线性电路模型

图5 正弦波线性电路模型

设图5 中电路的输入阻抗为Zin，则有：

式中：阻抗角φ(fsw)是fsw的函数，φ＞0 时阻抗呈现感性，φ=0时阻抗呈现阻性，φ＜0时阻抗呈现容性。φ=0时对应的开关频率就是感性阻抗和容性阻抗的分界线，而此时开关频率大于峰值增益对应的开关频率，小于电路的谐振频率。

设图5 电路中的输入电压有效值为ViF，输出电压有效值为VoF，电路中的电压增益为Mg，可以得到：

将式（5）所示的增益曲线族的峰值点相连，就得到了电路软开关工作区域的分界线，如图6 所示。只要电路正常工作时的开关频率大于输入阻抗角为0 的开关频率，就可实现场效应管的零电压开启。

图6 Ln=10 工作区域分界

2.2 电路参数计算

假设图3 中电路的输入方波幅值为ViS，其一阶谐波为viF(t)；输出方波幅值为VoS，其一阶谐波为voF(t)，可以得到以下关系：

在图2 所示的电路中，输入电压为VDC，输出电压为VO。设变压器的匝比为n∶1，倍压整流电路为N倍压，则可以得到。将上述关系分别代入式（6）、式（7）中，可计算出viF(t)和voF(t)的有效值：

联立式（8）、式（9）就可以建立起图2 所示电路中输入电压VDC、输出电压VO之间的关系：

开关电源的开关频率一般选取在100 kHz 附近，这是因为过低的开关频率会使软开关失去意义，同时增加变换器的体积，过高的开关频率容易带来各种EMI 问题。如图6 所示，增大Qn值会使最大增益下降，进而无法满足设计要求，所以一般选取Qn值为0～1。Ln值的选取受到变压器磁芯的限制，必须保证磁芯不饱和。

行波管收集极需要稳定的电压，高压电源的输出一般保持不变，所以电路的增益由输入电压的波动决定。由式（11）可以计算电路所需的增益范围，公式如下：

所需的电路最大增益应小于谐振电路的峰值增益，最小增益应大于谐振电路空载时的最小增益。在选取合适的Ln和Qn值后，就可以计算出谐振电路的所需参数：

最终结合以上条件限制与实际需求，计算得到：Lr=86 μH，Cr=54 nF，Lm=930 μH，满载工作频率范围为85～115 kHz。

3 仿真优化

为优化前文半桥LLC 谐振变换器，使用仿真软件对如图7 所示的电路进行仿真。

图7 高压电源仿真电路

将变压器的初级作为LLC 谐振电路的励磁电感，图8是仿真电路输出电压建立过程，输出电压为-3 000 V，验证了前文计算的正确性。

图8 高压电源输出电压建立过程

变压器的磁芯损耗是开关电源损耗的重要组成部分之一，若匝数设置不合理，将导致变压器发热严重，整体效率急剧下降。本文设计中选取的磁芯型号为TDK公司的PQ35⁃35⁃3C95，通过观察变压器的磁滞回线可以判断变压器是否工作在合理的区间，但是在实践中很难直接测定变压器的磁滞回线，而通过仿真快速测定磁滞回线可以辅助设计变压器。图9a）～图9c）分别对应变压器初级匝数5、10 和15，匝比不变时随初级匝数上升，变压器磁滞回线中磁场强度H逐渐下降。

图9 变压器磁滞回线

综上，通过仿真软件可以计算出变压器的磁芯损耗，分别是25.6 W、9.5 W、4.5 W。虽然再增加线圈匝数可以进一步降低磁芯损耗，但是实际变压器匝数过多会导致阻抗过大甚至在高频时呈现容性，所以最终选取变压器初级匝数为15，次级匝数为84。为了降低变压器分布参数造成的不良影响，变压器采用分层绕制的方法，即次级绕组分成三层，初级绕组分成两层，各层交替绕制并使用绝缘膜进行绝缘。

死区时间的设置直接影响场效应管是否能实现零电压开启，一般可通过对主控芯片外围电路的设计确定。可以通过计算机仿真对比不同死区时间条件下的电路工作情况，从而选取合适长度的死区时间。如图10a）所示，此时死区时间为150 ns，场效应管开关时有正向非零电压和电流交叉，造成了开关损耗。如图10b）所示，此时死区时间为500 ns，场效应管开启时没有正向非零电压和电流交叉，关闭时仅有短时交叉，实现了零电压开启。

图10 不同死区时间下的场效应管导通波形

如图10c）所示，此时死区时间为1 000 ns，场效应管开关时不仅有正向非零电压电流交叉，而且出现了额外的触发，无法正常工作。此时仿真软件可以计算出单只场效应管的损耗，分别是2 W、0.2 W 和3 W，所以死区时间应选取为500 ns。

4 实验结果

为验证以上计算和仿真优化的有效性，制作了一台高压电源样机。图11 是场效应管导通时的漏源电压电流波形，电流为并联两管的总电流，可以看到其开启时电压为零，关断时正向非零电压和电流仅有短时交叉，实现了零电压开启，这与图9b）中仿真结果一致。

图11 实测场效应管导通波形

图12 是高压电源的输入电压⁃效率曲线，在维持输出电压-3 000 V 和负载300 W 不变的情况下测得。由图可知，该电源的峰值效率为97.5%，在245～300 V 输入电压范围内的效率大于96%。实验结果表明，高压电源实现了较高的效率，证明了本文的理论计算和仿真优化的有效性。

图12 高压电源效率曲线

5 结论

本文介绍了一种可用于微波功率模块的高压电源，采用了半桥LLC 谐振变换器作为主要结构。通过理论分析和计算机仿真对电路进行优化，降低了场效应管和变压器的损耗，实现了高压电源在宽输入电压范围内的高效率，最终制作了一台高效率原理样机，验证了设计的合理性。高效率高压电源的研发可以促进微波功率模块整体的高效化、小型化，对于扩大行波管的应用领域具有一定的工程意义。文中针对半桥LLC 谐振变换器的优化过程具有一般性，可以为行波管高压电源的设计提供指导，为下一步研发微波功率模块集成电源打下基础。