韩一, 聂子玲, 朱俊杰

(海军工程大学 舰船综合电力技术国防科技重点实验室,湖北 武汉　430033)



基于移相全桥ZVS及同步整流的低压大电流直流变换器研究

韩一, 聂子玲, 朱俊杰

(海军工程大学 舰船综合电力技术国防科技重点实验室,湖北 武汉430033)

解决开关电源的功率损耗问题是提高电源效率、性能、可靠性的关键。传统低压大电流直流变换器，使用二极管整流，难以实现在高电流输出情况下降低损耗。选择了综合全波整流和桥式整流两者优点的倍流整流器，并且使用MOSFET并联同步整流技术，结合了变压器原边移相全桥ZVS电路，实现了28.5 V/400 A的低压大电流输出。基于双环控制，搭建了直流变换器模型与实验平台，通过仿真与实验验证，证明了电路拓扑以及控制策略的可行性。

低压大电流;倍流整流;同步整流;MOSFET并联;系统移相全桥

0　引　言

随着电源容量的增加，低压直流电源系统的重量也不断增大。传统的低压直流电源大多利用变压器降压，晶闸管整流，电路体积大，笨重，可靠性低。采用软开关技术以及提高开关频率能够缩小开关电源的体积，提高功率密度，改善动态响应。

低压大电流直流变换器以变压器为界，原边拓扑可从其所能传送的功率以及拓扑结构的复杂程度等方面进行分析。全桥电路工作简单可靠，适用于中大功率变换。逆变桥开关管采用PWM移相控制，结合软开关技术，可以实现恒定频率的零电压开关(ZVS)，从而降低开关损耗，提高电源效率，改善电源性能，解决了硬开关的开关损耗和开关噪声大以及EMI等问题。目前很多研究针对移相全桥电路环流损耗，二次侧占空比丢失的问题，通过在变压器一次侧串入饱和电感[1]，并联钳位二极管[2]，与滞后桥臂并联有源辅助网络[3]等方法对移相全桥电路进行优化。对于电流高达400 A甚至更大输出时，如果副边使用二极管整流，仍然无法解决变换器功率损耗大的问题。

低压大电流输出时，本文采用同步整流技术，即用MOSFET代替普通二极管。由于电流很大时，损耗在二极管其上的功率相当大，使用同步整流技术可以较大的减少整流损耗[4]。目前国内大部分关于同步整流的研究应用，输出电流都在100 A以下。文献[5]提出用有限双极性控制实现整流管的软开关，但是MOSFET在高压高功率场合的运用很受限制，如果输入电压较大，变压器原边全桥用MOSFET作为开关管显然是不合适的。由于本文设计的直流变换器输出电流大，单个MOSFET导通电流无法满足，为获得更大的电流容量，采取多个MOSFET并联的方式，进而获得更大的功率。

通过在H桥的两个桥臂并联吸收电容，抑制了线路杂散电感引起的尖峰电压，保证了IGBT的安全工作[6]。

1　MOSFET并联同步整流电路原理分析

1.1MOSFET并联

由于单个MOS管无法满足高功率输出，考虑到MOSFET的导通电阻Ron为正温度系数，随着温度的升高而升高，在并联使用中具有自动均流的能力，所以在本文中采用多个MOSFET并联来增加变换器的功率传导能力，实现大电流输出。

图1　MOSFET并联倍流整流电路(同步整流管)

在功率MOSFET多管并联时，器件内部参数的差异会引起支路电流的不平均，将导致单管过流损坏。影响MOSFET并联均流的内部参数主要有阈值电压VYH、导通电阻RDS(on)、极间电容、跨导等。内部参数差异会引起动态和静态不均流。因此在设计时选择同型号且内部参数分散性较小的MOSFET加以并联[7](见图1)。1.2倍流整流电路原理分析

图2　倍流整流电路工作波形图

在倍流整流中两个电感的交错并联(见图2)。电感L1与L2上的电压和流过电流相位相差180°,在变压器副边绕组电压非零时,流过L1、L2的电流一增一减,实现了iL1,、iL2的纹波电流互消,从而使总的负载电流(i0=iL1+iL2)纹波大大减小。在输出电压纹波要求相同的情况下,这种倍流整流方式使得输出电感显著减小,加快了功率级的动态响应。

下面对倍流整流电路的工作过程作简要分析：

(1)t0一t1:变压器副边绕组上为正压,SR2(D2)处于导通状态,SR1(D1)处于关断状态(SR1与D1,SR2与D2以及同桥臂MOSFET的开关状态分别对应一致,下文以SR代替说明),电感L1上电流上升,L2上电流下降。对应如下关系式:

(1)

(2)

(2)t1-t2:变压器副边绕组电压为零,整流管SR1、SR2都导通。通过电感L1、L2的电流都在减小,处于续流状态。对应关系式为:

(3)

(4)

(3)t2-t3:变压器副边绕组上为负压,功率管SR1处于导通状态,SR2处于关断态,电感L1上电流下降,L2上电流上升。对应关系式为:

(5)

(6)

(4)t3-t4:变压器副边绕组电压为零,整流管SR1、SR2都导通。通过电感L1、L2的电流都在减小,处于续流状态。对应电路方程与t1-t2时段相同。

一个完整的开关周期Ts中,通过电感L1、L2的电流,都是在各自的(0-D)Ts时间段内增加;在(1-D)Ts时间段内减小,且两段时间内电流增加量与减小量相等。对应如下关系式:

(7)

整理后可得:

V0=DV2

(8)

倍流整流时总损耗是：

(9)

由此可见，在全波整流和倍流整流的拓扑结构下，整流管的总损耗是一样的。与全波整流相比，倍流整流器的高频变压器的副边绕组仅需一个单一绕组，不用中心抽头。与桥式整流相比，倍流整流器使用的二极管数量少一半。所以说，倍流整流器是结合全波整流和桥式整流两者优点的新型整流器。

电感L1、L2电流波形相差180°，其合成电流纹波峰峰值与iL1、iL2纹波峰峰值的关系，用电流互消比例K表示,K与占空比D有关，关系式如下：

(10)

由关系式可以看出，在倍流整流拓扑中,D偏离0.5越远，纹波互消作用越差。当D=0.25时，纹波互消比例只有67%。因此，为了利用其纹波互消作用，希望D在0.5附近[8-10]。

2　基于移项全桥ZVS及MOSFET并联同步整流的直流变换器仿真及实验验证分析

2.1MATLAB仿真分析

图3　直流变换器Simulink仿真框图

移相全桥开关电源系统结构主要包括功率转换与输出部分和控制部分(见图3)。移相全桥开关电源的控制对输出滤波电容电压Uo和输出滤波电感电流进行实时检测，将输出电压采样信号与系统设置的输出的指令电压进行比较，得到实际输出电压与设置的输出电压之间的误差信号，经过电压控制器进行PI调节，得到控制输出滤波电感电流的指令电压，与输出电流的采样信号进行比较，得到输出电流与设置输出电流之间的误差信号，然后经过电流控制器进行PI调节，得到PWM脉冲信号控制电压，与三角载波电压信号进行比较，得到PWM脉冲信号，最后经过驱动电路，输出PWM驱动脉冲，实现对逆变桥开关管的开通与关断控制。

如图4所示，由PWM移相脉冲模型产生的PWM脉冲信号，随着反馈控制电流的不断升高，PWM移相脉冲宽度不断增大，逆变桥的导通时间增大，即反馈控制信号可以控制逆变桥的导通时间，从而实现了输出电压大小的调节。

图4　PWM移相脉冲仿真波形

根据移相控制ZVS-PWM DC/DC全桥变换器的理论波形可知，开关管实现零电压开通的条件是当开关管其CE两端电压为零时，其驱动脉冲信号才驱动开关导通。从图5可以看出，下图所示的开关管的驱动信号是在上图所示的开关管CE两端电压降到零之后才变为高电频，即开关管实现了零电压导通。同时，开关管关断时，其CE两端的并联电容上的电压不能跳变，即开关管实现了零电压关断。因此开关管实现了零电压开关(ZVS)。

图5　开关管零电压开通与关断仿真波形

如图6所示，在输入直流电压为540 V输出额定功率时的电感电流输出波形，大约在0.01 s时电流达到稳定输出，输出电流的平均值为400 A。可以看出，电感电流iL1和iL2有明显的纹波。根据公式10，当D=50%时，在理论上Io输出纹波可以完全抵消。

如图7所示，在输入直流电压为540 V输出额定功率时的输出滤波电容电压波形，大约在0.01 s时电压达到稳定输出，输出电压平均值为28.5 V。

图6　变压器副边输出电流仿真波形

图7　DC/DC模块输出电压波形

2.2实验验证

为了验证设计的正确与可靠性，搭建了12 kW的实验平台，并且进行了实验验证。IGBT选用Infineon公司的F4-150R12KS4全桥模块，耐压1 200 V；同步整流管选用75 V，160 A的IRF2907。实验平台主控制器包括DSP28335模块、AD采样模块、PWM脉冲扩展模块及IO通讯模块。

实验中通过LabWindows将变换器与电脑建立通讯，并且通过串口发脉冲，可以通过CVI对平台进行方便的发脉冲封脉冲操作，并且可以避免DSP仿真器对实际电路的干扰。

图8　IGBT及MOSFET驱动波形

图8给出了开关管的驱动波形，从上到下依次是H桥超前管Q1、滞后管Q3、变压器副边电压以及同步整流管两端电压波形，开关频率设为25 kHz。从图中可以看出，副边MOSFET驱动与被整流电压保持同步，即实现同步整流，原边移相的角度由反馈实时控制，从而改变输出电压的大小。

为了实现零电压开通，必须有足够的能量来抽走将要开通的开关管结电容上的电荷，并且给同一桥臂关断的开关管的结电容充电，同时考虑到变压器的原边绕组电容还要一部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容上的电荷因此必须满足：

(11)

(12)

图9　IGBT实现ZVS波形

图10　变换器输出波形

图11　变换器加载输出波形

通过查阅资料，infineon F4-150R12KS4 IGBT结电容0.63 pfVin为540 V考虑轻载时即可实现ZVS即I2为3 A，忽略变压器寄生电容， 选取谐振电感为25 μH，这样就满足了软开关的条件。图9给出了超前管Q1和滞后管Q2的驱动信号VGS、漏-源极电压VDS，该图表明，它们关断时，其结电容使它们零电压关断；而当它们开通时，其反并联二极管导通，将漏-源极电压箝在零，因而实现零电压开通。

图10分别给出了输出电压、输出电流以及原边电流IP的波形。变换器副边整流管并联均流特性较好，并且通过闭环控制，实现了预定目标的输出。

图11为变换器突增负载时输出电压和电流波形，可以看出在突增负载时回复时间不到20 ms，电压最大跌落至22 V左右，跌落幅度为21%，因此变换器动态性能较好。

图12给出了移相全桥变换器的效率曲线。可以看出在额定输入电压AC380 V，不同输出电流下的效率，通过软开关以及采用同步整流技术，变换器效率较高。

图12　变换器效率曲线

3　结束语

本文根据低压大电流直流变换器的特点和要求，以28.5 V/400 A为电压电流等级，选择了变压器原边移相全桥ZVS、副边MOSFET并联倍流同步整流电路。结合系统的控制对象，设计了双环控制器，搭建了基于Simulink的直流变换器模型，以及实验平台并进行了系统仿真与实验，通过仿真及实验验证，分析了移相PWM、软开关、MOSFET并联均流等环节、低压大电流输出，证明了电路拓扑以及控制策略的可行性。

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A Research on the Low-voltage High-current DC ConverterBased on Phase-shift Full-bridge ZVS and Synchronous Rectification

HAN Yi, NIE Zi-ling, ZHU Jun-jie

(National Defense Key Laboratory for Integrated Vessel Power Technology, Naval University of Engineering, Wuhan Hubei 430033, China)

The solution of power loss of switching power supply is the key to the improvement of power supply efficiency, performance and reliability. Traditional low-voltage high-current DC converter using diode for rectification purpose can hardly reduce loss under high-current output circumstances. In this paper, a current-doubler rectifier combining advantages of both full-wave rectification and bridge rectification is chosen, and MOSFET parallel synchronous rectification technology combined with transformer original-side phase-shifted full-bridge ZVS circuit, we can achieve low-voltage high-current output of 28.5V/400A. Based on dual-loop control, we build up a DC converter model and experimental platform, and make system simulation and experimental verification. The results of simulation and verification verify the feasibility of the circuit topology and control strategy.

low-voltage and high-current; current-doubler rectification; synchronous rectification; parallel MOSFET; phase-shift full- bridge

国家自然科学基金资助项目(51407189)

10.3969/j.issn.1000-3886.2016.02.003

TN624

A

1000-3886(2016)02-0007-04

韩一(1990-),四川绵阳人，硕士生，从事电力电子及电力传动方面研究。

定稿日期: 2015-08-17