杨新宇

（中国西南电子技术研究所，四川 成都 610036）

0 引 言

在现代无线通信技术的不断发展下，频谱资源显得越发拥挤、终端系统也呈现小型化趋势。这使得对射频前端系统的小型化、集成化提出了新的要求。而滤波器作为具有选频功能的器件，一直是无线通信系统中至关重要的部分[1]。其尺寸直接影响整机的大小，是否具备较好的选择性则直接正比于能否以更高效率利用频谱。这就对滤波器的尺寸与性能提出了新的要求，需要在尺寸小的同时保持良好的性能。

基于此，如何设计具备小尺寸，同时性能良好的滤波器成为了广大学者关注的命题。交叉耦合通过非相邻谐振器间进行耦合，从而在带外产生传输零点以提升带外性能。对此，通过引入交叉耦合并对滤波器版图合理布局，设计了一款六阶交叉耦合带通滤波器。

通过各学者不断地进行研究开拓，在材料、工艺、结构上均有突破。文献[2-3]总结介绍了LTCC 技术、左手材料、双通带滤波器等，而在结构上介绍了DGS 结构（缺陷接地结构）、Slow-Wave 结构（慢波结构）、分形结构等。文献[4]通过IPD（集成无源电路）工艺，在硅基上设计了一款小型S 波段带通滤波器，尺寸为1.5 mm×1 mm。同样是IPD 工艺，文献[5]则通过构建集总参数的方式在GaAs 基底上设计了一款5G 频段的带通滤波器，其尺寸为1.2 mm×0.9 mm。文献[6-7]通过合理对滤波器版图布局的方式，设计了两款Ku 频段的小型化滤波器，其中Ku 频段梳状线形式的滤波器尺寸为2.4 mm×2.1 mm，Ku频段发夹型滤波器尺寸则为2.6 mm×2.5 mm。文献[8]提出了一种混合电磁交叉耦合结构，在三阶交叉耦合滤波器中能够多获取一个带外零点，以此来提升滤波器带外性能。而在文献[9]中则对交叉耦合带通滤波器从损耗分析、拓扑结构两方面进行了优化研究。

对交叉耦合滤波器的设计之中，一般常见使用发夹、开口环、平行耦合线等以1 2 波长谐振的谐振器。在合理布局上，如文献[5-6]主要对四阶及以下滤波器进行布局，无法满足较高的带外特性要求。同时，微带线型滤波器具备尺寸小、重量轻、成本低、适应性好等特点，是目前应用范围最广的滤波器[10]。基于此，最终通过引入接地孔接地的方式构造1 4 波长谐振的微带滤波器，对谐振器仔细分析并构建布局，成功设计了一款小型化六阶交叉耦合微带带通滤波器。为交叉耦合微带带通滤波器的小型化设计提供了新的验证思路。

1 结构设计与分析

通过引入交叉耦合的方式能够在带外引入零点，提高滤波器的带外性能。本文采取的六阶耦合拓扑结构如图1 所示，其中主信号流向为S-1-2-3-4-5-6-L，副信号流向为S-1-2-5-6-L。其中在2-5 间形成弱耦合，这使得两条信号的路径产生相位差，能够产生一组可控的传输零点。

图1 六阶交叉耦合拓扑结构图

常规以开口环、发夹形式为谐振器构造的六阶交叉耦合滤波器，在谐振器大小、整体版图布局上均有相应的局限。如图2 所示，为典型六阶开口环型的交叉耦合电路结构。其在谐振器上以1 2 波长谐振，同时在其构成中，因其内部空间较大而增加了版图面积，而在1、6谐振器下方又没有相应的电路结构，这使得整体版图的空间利用率受到限制。对此，在典型六阶开口环交叉耦合电路结构的基础上，构建小型化滤波器电路结构，最终电路结构如图3 所示。

图2 典型六阶开口环型交叉耦合电路结构图

图3 小型化六阶交叉耦合滤波器电路结构图

在谐振器的设计上，通过打孔金属化接地的方式构造了1 4 波长谐振的谐振器，形似一交指谐振器弯折成发夹的结构，其长度相对于开口环减少了约1 2。同时在其布局上通过合理改变滤波器结构的弯折方式，提高版图空间的利用率。滤波器采用直接馈电的方式，这样结构简单，馈电效果也极佳，但会带来直连馈电线的首尾谐振器谐振频率的改变，为使各滤波器处于同步调谐的情况，需调整1、6 谐振器的尺寸。

基于此，在1、6 谐振器中引入SIR 减小因直接馈电而带来的尺寸变化。1 4 波长SIR 结构如图4 所示。在1、6 谐振器中，带孔臂为高阻抗线，非带孔臂则为低阻抗线，通过改变阻抗比来控制1、6 谐振器的谐振长度。1 4 波长SIR 结构公式具体推导如文献[11]所示，最终电长度与阻抗比的关系可表示为：

图4 1 4 波长阶梯阻抗谐振器结构图

在2、5 谐振器间会产生弱耦合，而弱耦合的耦合系数大小由耦合臂的耦合强度与S25间距共同作用。而在耦合臂耦合强度不变的情况下，耦合系数越小，S25间距越大，这使得滤波器所占面积较大。因此将2、5 谐振器中带通孔臂尺寸缩小，而增加非带通孔臂尺寸，从而减小两带通孔臂相应的耦合强度。在固定的耦合系数下，耦合强度减小，则耦合间距S25相应缩小，整体尺寸减小。

以两组中心频率均为10.6 GHz 的谐振器为例，当其耦合系数为0.03 时，如图5 所示，两臂臂长相等的情况下，耦合间距为0.42 mm。如图6 所示，当非带通孔臂比带孔臂长0.3 mm 时，其耦合间距为0.24 mm。整体而言，使用臂长非相等结构相较于臂长相等结构，在耦合间距上减少了近40%，选用此结构可以有效缩小滤波器尺寸。

图5 臂长相等谐振器耦合系数与耦合间距关系

图6 臂长非相等谐振器耦合系数与耦合间距关系

同时，基于1、2、5、6 谐振器的结构，在3、4 耦合器中构建臂间距较长，两端臂长较短的谐振器，以此契合整体滤波器版图布局，提高版图空间利用率。

2 建模设计与仿真

六阶交叉耦合微带带通滤波器的建模仿真使用电磁仿真软件HFSS 完成。滤波器具体的理论设计参考文献[12]，建模仿真则参考文献[13]。

设计指标：中心频率为10.6 GHz，通带范围为10.2 ～11 GHz，相对带宽比约7.5%，中心插损≤3.5 dB，12 GHz带外抑制≥55 dB，回波损耗在通带内小于10 dB。采用99.6% 氧化铝作为板材，其介电常数为9.8，厚度为0.254 mm，并采用50 Ω 抽头线直接馈电。根据指标需求，需要将右端零点控制在12 GHz 左右，能够较好地满足指标需求。基于此，通过Couplefil 计算其耦合系数矩阵，最终得到M1,2=M5,6=0.071、M2,3=M4,5=0.051 4、M3,4=0.05、M2,5=-0.002，外部品质因数Q=11.812。

通过电磁仿真软件HFSS 设计并优化六阶交叉耦合微带带通滤波器，最终设计的滤波器建模如图7 所示，其相应的性能参数如图8 所示，滤波器通带内插损≤3.5 dB，中心插损为1.67 dB，带内回波损耗≤10 dB。在12 GHz左右能清晰地看出所设计的传输零点，在12 GHz的抑制为-69.8 dB。总体而言，滤波器仿真参数符合设计要求。

图7 六阶交叉耦合微带带通滤波器仿真建模

图8 六阶交叉耦合微带带通滤波器仿真参数

在仿真设计中，优化是重要的环节之一。建模仿真中会引入理论设计外的因素，使得仿真值与设计值有所偏差。比如说，由于微带线本身并非严谨的封闭结构，而是相对半开放的结构，其实际为非标准TEM 波型。这使得耦合系数、耦合矩阵都有所偏差，最终设计中实际建模的耦合系数、馈电位置均需要在全波仿真的基础上进行调整。同时，馈电线的使用也会引入额外的交叉耦合，使得耦合系数、传输零点均有所偏差。

因此，为了更好地满足设计要求，优化仿真是不可或缺的一部分。

3 分析与测试结果

滤波器实物照片如图9 所示，使用矢量网络分析仪测试，最终结果如图10 所示。dB（S（1,1））、dB（S（2,1））为仿真曲线，dB（S（3,3））、dB（S（4,3））为实测曲线。由图10 可知，实测曲线在10.2～11 GHz 带内插损≤3.5 dB，且在中心频率为10.6 GHz 时插损为2.496 dB。而带外零点基本位于设计值12 GHz 左右，在12 GHz 时带外抑制为67.8 dB。测试表明，滤波器符合指标要求，实测曲线与仿真曲线基本保持一致。

图9 滤波器实物照片

图10 仿真性能曲线与实测性能曲线对比

4 结 语

相较于常见1 2 波长谐振开口环构建的六阶交叉耦合结果，本文通过打孔金属化接地构建了1 4 波长谐振的交叉耦合结构，缩短了整体谐振器的尺寸。通过对滤波器版图的合理布局，提高了整体版图的空间利用率，滤波器尺寸更占优势。最终仿真并测试了一款中心频率在10.6 GHz、带宽为800 MHz 的交叉耦合微带带通滤波器，测试结果表明，性能曲线与仿真曲线相仿，符合设计要求。最终实现了一款小型化交叉耦合微带带通滤波器，其尺寸仅为0.45λg×0.29λg。