胡文华, 陈卓凡, 丁文斌

(华东交通大学 电气与自动化工程学院, 江西 南昌 330013)

0 引言

随着近年来新能源发电的蓬勃发展[1,2],电力行业对多电平逆变器的需求也不断提高,多电平逆变器广泛应用于无功补偿、中压大功率传动及光伏并网等领域[3-5],它具有输出电平数多、输出波形质量高、开关管电压应力低且易于模块化等优点.

传统的多电平逆变器主要分为飞跨电容型(Flying Capacitor,FC)逆变器[6]、二极管箝位型(Neutral Point Clamped,NPC)逆变器[7]以及级联H 桥型(Cascaded H-Bridge,CHB)逆变器[8]三类.对于FC逆变器,其主要缺点在于随着输出电平数的增加,FC逆变器需要增加大量的电容且需要对其进行电压均衡控制[9].同样NPC逆变器也具有箝位二极管随着电平数增加而大量增加的缺点,且其还需保证分压电容能够对输出电压进行平均分配[10].与FC逆变器、NPC逆变器相比,CHB逆变器不存在上述问题且具有易于模块化,能够增加逆变器输出的电平数,提高输出波形质量的优点,对提高逆变器的输出功率以及降低输出电压波形的谐波含量具有显著优势[11].但传统CHB逆变器需要大量的直流电压源以及用于控制电路通断的IGBT模块,这阻碍了CHB逆变器的实际应用,因此有必要对传统CHB逆变器的拓扑进行改进优化,在减少开关器件的同时增加输出的电平数[12].

作为多电平逆变器领域的关键一环,调制方法的选择决定了输出电能的质量与系统的效率,多电平逆变器的调制方法根据开关频率的不同分为高频调制、低频调制与混合型调制三类.高频调制主要包括载波移相PWM(PS-PWM)[13]、载波移幅PWM(LS-PWM)[14]与空间矢量PWM(SVPWM)[15]三类, PS-PWM调制各级联单元间能够实现功率均衡,但开关损耗较大,LS-PWM 调制具有较好的谐波特性,但存在各单元之间输出功率不均衡的问题,SVPWM调制由于调制策略复杂而使用范围受限.

为了解决以上弊端,目前研究的方向是对传统多电平逆变器拓扑结构进行改进和创新并提出与之相对应的调制策略,提高逆变器的输出性能.文献[16]在传统级联H桥逆变器的基础上提出了一种新型调制策略,但该调制策略存在各输出单元之间功率不均衡的问题.文献[17]解决了两级联单元功率均衡的问题,但是其输出电压波形质量较差.文献[18]对多电平逆变器使用了SHEPWM调制策略,实现了功率均衡,但此调制策略在输出电平数增加时计算量也随之增加,不适用于输出电平数较多的场合.文献[19]提出了一种改进型逆变器拓扑,相较传统级联H桥逆变器减少了开关器件数,但不足之处在于开关器件数量仍然过多.文献[20]进一步提出了一种新型逆变器拓扑,但存在输出电平数不够多,输出电压波形质量不够高等问题.文献[21]对文献[20]的研究进行了拓展,增加了输出电平数,但与之对应的是直流电源数量的增加,直流电源的增加将直接导致成本的增加.

本文兼顾考虑使用较少开关器件输出更多电平数与各输出单元之间功率均衡等优势,针对传统级联H桥逆变器进行改进,提出了一种新型的不对称级联八开关十三电平逆变器,能够在使用较少开关器件的同时输出更多的电平.同时根据不对称级联八开关逆变器的特点提出了一种与之相匹配的改进POD-PWM功率均衡调制策略,在实现两输出单元之间功率均衡的同时实现了倍频调制,提高了输出电压波形质量.

1 逆变器拓扑结构

本文所提出的八开关逆变器的单个逆变器单元拓扑结构如图1所示,它由两个不对称的直流电压源以及八个IGBT(S1-S8)组成,其中S1-S4四个开关管构成了一个H桥,控制电路输出电压的正负,开关管S5-S8用以控制输出电压的大小,以输出不同电平的电压.该拓扑由直流电压比为1∶2的两直流电源及八个开关管构成,相较传统H桥逆变器在输出相同电平的情况下既减少了开关数量又保证了输出电能的质量.

图1 单个逆变器单元的拓扑结构

表1给出了单个逆变器单元的输出电压及其对应的开关状态,其中“1”状态代表开关管处于导通状态,“0”状态代表开关管处于关闭状态.由表1可知,当开关S1、S4导通时,逆变器输出电压为正,开关S2、S3导通时,逆变器输出电压为负,当S1、S3或S2、S4导通时,逆变器输出零电平.通过对其余四个开关管进行控制,可以输出±3E、±2E、±E以及0共七种电平.

表1 单个级联单元输出电压及对应的开关状态

图2为基于前文所提出的单个逆变器单元的拓扑结构的拓展,将两个相同的八开关逆变器单元级联,得到两单元八开关十三电平逆变器.在图2中,单元1的输出电压为u1,单元2的输出电压为u2,级联后输出的相电压为u0,级联后输出相电压满足以下方程式:

u0=u1+u2

(1)

式(1)中:单元1和单元2分别能输出±3E、±2E、±E以及0共七种电平,故级联单元所能够输出的电平为±6、±5、±4、±3、±2、±1以及0共13种电平.相较单个逆变器单元输出的7电平,两单元逆变器能够输出更多电平,得益于输出电平数的提高,输出电压总谐波失真(THD)也得到了降低.

图2 两单元逆变器拓扑结构

2 逆变器调制策略及功率均衡方法

2.1 两单元逆变器调制策略

本文针对所提两单元逆变器拓扑,采用了一种改进的正负反相层叠脉冲宽度调制(POD-PWM)策略,相较目前得到广泛应用的载波移幅PWM(LS-PWM)调制策略,本文所提POD-PWM调制策略在同样输出十三电平的时候,所需载波数量由十二个下降为六个,降低了调制实现难度.将调制波vr与三角载波相比较得到6个PWM脉冲信号,同时定义一个方波脉冲信号g,周期为T,前半周期输出高电平,后半周期输出低电平.对所得信号进行二次逻辑组合,从而得到每个开关所期望得到的触发脉冲.调制波vr的幅值为Am,频率为fm,数学表达式可以表示为:

vr=Am|sin(2πfmt)|

(2)

在图3中,vcr1与vcr1-反向排列且与vcr2和vcr3同向排列,vcr1-与vcr2-和vcr3-同向排列,将调制波vr与载波相比较,单个载波峰值为Acr,载波频率为fcr,故调制度ma为:

(3)

频率调制因数mf为:

(4)

图3 两单元逆变器调制原理

在图3中,当调制波vr≥vcr1,vr≥vcr2,vr≥vcr3时,脉冲信号分别为a,b,c;调制波vr≥vcr1-,vr≥vcr2-,vr≥vcr3-时,所得脉冲信号分别设为d,e,f.将逻辑信号a-f与方波脉冲信号g进行二次逻辑组合,得第一单元开关管的驱动信号表达式为:

(5)

第二单元开关管的驱动信号表达式为:

(6)

2.2 两单元逆变器功率均衡方法

由于两单元逆变器的两级联单元串联,故流过两级联单元的电流i相同,两级联单元的输出功率P1、P2的表达式为:

(7)

由式(7)可知,级联单元的输出功率P1,P2与其输出电压u1,u2有关,而两级联单元一周期内的输出电压并不相同,输出功率不均衡将导致其中一级联单元输出功率过大,减少使用寿命,故有必要对其进行功率均衡.

图4为本文针对改进的POD-PWM调制提出的一种新型的功率均衡方法,旨在通过交换两级联单元负半周期的载波c1与c2达到功率均衡.

图4 两单元逆变器功率均衡方法

由图3所示的逆变器未功率均衡时各开关的开关状态可知,在对开关S12与S22、S14与S24的负半周期触发信号进行交换后,新组成的波形相较之前并无变化,故无需交换以上信号的负半周期触发信号,仅需交换其余12个开关管的触发信号,得功率均衡后第一单元开关管的驱动信号表达式为:

(8)

第二单元开关管的驱动信号表达式为:

(9)

(10)

通过对两级联单元输出电压u1与u2的负半周期进行交换,能够在保证输出相电压不变的情况下使两级联单元在一周期内输出功率相同,实现两级联单元间的功率均衡.

3 仿真分析

为验证前文所提出的调制原理及功率均衡方法的可行性,本文对两单元级联八开关逆变器采用Matlab2018b/Simulink进行仿真验证,对功率均衡方法下调制度ma分别为0.3、0.6、0.9时的输出电压波形、各单元输出功率及输出电压频谱进行分析,所设置的参数如表2所示.

改进POD-PWM调制策略在调制度分别为0.3、0.6与0.9时各单元输出电压波形如图5所示.由图5可知,输出相电压u0在调制度m分别为0.3、0.6、0.9时,输出电平数分别为五电平、九电平及十三电平,逆变器输出的电平数随着调制度m的提高而提高.

表2 仿真参数

图5 改进POD-PWM调制策略各单元输出电压波形

图6为级联八开关逆变器在功率均衡调制策略下调制度m分别为0.3、0.6、0.9时各单元输出电压波形.由图6可知,使用功率均衡方法后,交换第一与第二单元负半周期的输出电压,逆变器的输出相电压与未进行功率均衡时输出相电压相同.

图6 功率均衡调制策略各单元输出电压波形

改进POD-PWM调制策略下各单元的输出功率波形如图7所示.在改进POD-PWM调制策略下,逆变器两单元输出功率P1、P2功率并不均衡,且调制度m越低功率越不均衡,故有必要对其进行功率均衡调制.

图7 改进POD-PWM调制策略各单元输出功率波形

图8为进行功率均衡调制后两单元逆变器的两级联单元输出功率的波形.该调制策略通过交换两级联单元负半周期的输出电压达到使两单元负半周期功率互换的目的,从而使两单元的输出功率达到均衡.

图8 功率均衡调制策略下各单元输出功率波形

改进POD-PWM调制策略下输出相电压频谱分析如图9所示.在改进POD-PWM调制策略下,随着调制度的增大,逆变器输出相电压的基波幅值也随之增大,使逆变器输出相电压的总谐波失真(THD)得到了显著降低,输出电能质量也随着调制度的增加而增加.

功率均衡调制策略下逆变器输出相电压的频谱如图10所示.在调制度相同的情况下,功率均衡调制策略下逆变器输出相电压的基波幅值及总谐波失真与改进POD-PWM调制策略基本相同,最高次谐波均集中在10 kHz附近,且谐波均分布于载波频率的2n(n=1,2,…)倍附近,实现了倍频调制,具有较为良好的谐波特性.

图9 改进POD-PWM调制策略下输出相电压频谱分析

图10 功率均衡调制策略下输出相电压频谱分析

4 实验结果与分析

为进一步对本文所论述的级联八开关逆变器功率均衡方法的正确性及可行性进行验证,通过搭建级联八开关逆变器实验样机,在调制度分别为0.6及0.9的情况下测试其输出波形及对试验样机进行动态性能实验.实验平台搭建如图11所示,具体实验参数如表3所示.

本实验采用DSP+FPGA控制器对级联八开关逆变器试验样机进行控制,八开关逆变器单元直流侧所接电源分别为12 V的直流电源E1与24 V的直流电源E2.将两八开关逆变器单元级联,交流侧接阻感性负载,分别在不同调制度下对两单元逆变器进行控制,并使用示波器对实验所得输出波形进行记录与收集.

图11 两单元逆变器实验平台

表3 实验参数

4.1 稳态实验结果分析

图12为逆变器在调制度m=0.9时各级联单元的输出电压波形及逆变器输出相电压波形与频谱分布图.通过将图12(a)中两级联单元输出电压进行叠加得到图12(b)中输出相电压的十三电平阶梯波.由图12(b)所示的uAN的频谱分布图可知,逆变器输出相电压的谐波主要分布于载波频率fcr=4 kHz的2n(n=1,2,…)倍附近,达到了倍频调制的目的,降低了输出相电压的THD值,与仿真研究所得频谱分布相同.

m=0.9时,两单元级联逆变器各单元输出电压、电流及功率波形图如图13所示.由图13可知,当m=0.9时,通过对两单元输出平均功率进行测量,测得其两单元输出功率P1与P2分别为57.32 W和58.44 W,其比值P1∶P2=1∶1.02.故在m=0.9时,两单元级联逆变器两级联单元基本达到功率均衡.

图12 功率均衡后输出电压波形及相电压频谱分布图(m=0.9)

图13 功率均衡后逆变器各单元输出功率波形(m=0.9)

图14为两单元级联八开关逆变器在调制度m=0.6时各级联单元输出电压及逆变器输出相电压波形与频谱图.由图14可知,在调制度m为0.6时,逆变器输出相电压uAN为九电平阶梯波,相电压频谱图同样满足倍频调制.

图14 功率均衡后输出电压波形及相电压频谱分布图(m=0.6)

调制度m=0.6时逆变器各单元输出电压电流及功率波形如图15所示.通过对两单元输出平均功率进行测量,测得两单元输出功率P1与P2分别为25.23 W和25.46 W,其比值P1∶P2=1∶0.99.故在m=0.6时,两单元级联逆变器的两级联单元之间基本达到功率均衡.

图15 逆变器各单元输出功率波形(m=0.6)

4.2 动态实验结果分析

为验证本文所提出的两单元十三电平逆变器在调制度与负载发生变化的其动态性能,对逆变器进行实验以研究其动态性能变化.

图16为对调制度m进行控制时两单元逆变器输出相电压、相电流的波形图.由图16可知,当调制度发生变化时,逆变器输出电平数能够较好的在m=0.6时的九电平与m=0.9时的十三电平之间进行切换,输出相电流的幅值随调制度的增大而增大.

逆变器运行时负载发生变化时的输出波形如图17所示.逆变器负载由阻感性负载(R=20 Ω,L=4 mH)变换为阻性负载(R=20 Ω),两单元逆变器的输出电压较变换之前几乎没有变化,输出电流由变换之前的正弦波迅速变换为阶梯波.

图16 调制度变化时输出波形

图17 负载变化时输出波形

5 结论

本文提出了一种新型级联两单元十三电平逆变器拓扑,单个级联单元直流电压比为1∶2,能够输出十三电平的电压,并针对所提拓扑提出一种改进型POD-PWM倍频调制策略,减少了逆变器输出低次谐波的含量,改善了输出电能质量.针对两单元输出功率不均衡的现象,在改进POD-PWM调制策略的基础上,交换两级联单元负半周期开关驱动信号,实现了一个周期内两级联单元间的功率均衡.