储能双向DC/DC变换器自适应充放电无缝切换策略

2023-03-02张勤进牛淼刘彦呈曾宇基陈龙

电测与仪表 2023年2期

张勤进，牛淼，刘彦呈，曾宇基，陈龙

(大连海事大学轮机工程学院，辽宁大连 116026)

0 引言

母线电压稳定是直流微电网安全运行的前提。在直流微电网中，分布式电源的输出功率不稳定、负载投切与微源间能量交换等现象均会导致母线电压波动，严重时威胁系统的安全[1-4]。因此需要引入储能单元作为能量缓冲装置来维持母线电压的稳定。而储能模块需要通过双向DC/DC变换器与直流母线相连，故双向DC/DC变换器的性能对直流微电网的稳定起着至关重要的作用。

储能单元首要任务是通过充放电切换进行“削峰填谷”以实现微电网功率平衡，保证系统安全稳定运行。文献[1-4]以风光储直流微电网为背景，利用储能双向DC/DC变换器进行自适应充放电切换维持母线电压稳定。文献[5]将双向DC/DC变换器分为充电、放电与空闲等3种工作模式，减小了非必要充放电切换产生的谐波干扰。文献[6]提出了一种针对双向DC/DC变换器的分布式控制策略，其可根据本地母线电压高低进行自适应充放电切换，但未考虑蓄电池过充过放的情况。文献[7]引入了模糊控制避免了蓄电池的过充放，延长了使用寿命。上述文献在系统层面研究了储能单元的充放电运行模式，而未涉及储能单元双向DC/DC变换器的充放电切换动态性能研究。

在充放电切换过程中，双向DC/DC变换器应保证较短的切换时间与较小的冲击电流，即平滑过渡无冲击的无缝切换，进而维持母线电压稳定[5-9]。文献[8]提出了一种基于模型预测的控制策略，降低了控制计算量，改善了双向DC/DC变换器的动态性能，但输出电流纹波较大。文献[9]探究了死区时间对双向DC/DC变换器的影响，改造了PI控制器，进而解决了电流纹波问题，但未考虑变换器的非线性特征。双向DC/DC变换器具有非线性特征，传统的线性误差反馈控制器较难取得理想的控制效果，其动态反应速度较慢，甚至当电路参数变化时会出现混沌或分岔等非线性现象。此外，直流微电网存在电压变化范围大与负载非线性等特征，故应对双向DC/DC变换器使用非线性控制策略，提高其动态性能[10-12]。

目前，已有众多学者基于非线性理论针对DC/DC变换器进行非线性修正。文献[13-14]以单向buck电路或boost电路为研究对象，基于反馈线性化方法提高了DC/DC变换器的响应速度，但未涉及储能单元所用的双向DC/DC变换器。文献[15-16]通过反馈线性化实现了双向DC/DC变换器的快速无超调充放电切换，且在母线电压波动、负载突变等工况具有一定抗扰动能力。文献[17]通过非线性扰动观测器提取电流扰动信号提高了双向DC/DC变换器的动态性能。文献[18-20]借助适用于非线性对象的自抗扰控制使得双向DC/DC变换器可进行快速、准确、无超调地充放电切换，对直流母线侧扰动、负载突变等工况具有较强的抗干扰能力。

上述非线性策略均取得了良好的控制效果，其核心思想是通过微分几何原理与代数变换将非线性对象转化为线性对象，但控制对象需满足能控性要求与对合条件，当对象较为复杂时，以上条件难以满足，且设计过程较为繁琐[21-22]。文献[23-24]直接使用非线性函数修正PI控制器，原理简单实现便捷，最终改善了boost型单向DC/DC变换器的动态性能，取得了良好的控制效果，但未涉及双向DC/DC变换器。

文章以工程应用为出发点、直流微电网为背景、双向DC/DC变换器为研究对像，提出一种充放电无缝切换控制策略。该策略可根据母线电压大小进行自适应充放电切换，进而维持母线电压稳定。引入了非线性无缝电流内环，通过非线性fal函数改造PI控制器，改善了双向DC/DC变换器动态性能，实现平滑无冲击的充放电无缝切换，且算法简易便于推广。最后通过仿真与实验：验证了所提控制策略的有效性与优越性。

1 微电网组成与储能单元作用

直流微电网由直流母线、储能单元、分布式电源、负载单元以及公共连接点等组成，如图1所示，箭头为能量流动方向，直流母线是微电网系统中各个部分之间交流的桥梁，其稳定性是微电网稳定运行的前提。针对微电网内因功率变化引起母线电压波动问题，储能单元通过充放电保持功率平衡，将母线电压维持在稳定范围内。

图1 直流微电网结构图Fig.1 Structure diagram of DC micro-grid

图2为储能单元结构图，Udc为直流母线侧电压；Ub为蓄电池电压；Cdc为直流母线侧电容；Cb为储能蓄电池侧电容；L为电感值和IL为电感电流值；S1与S2为IGBT开关器件。储能单元由储能介质(蓄电池)与双向DC/DC变换器组成，其充放电状态由双向DC/DC变换器控制。当S1导通，而S2关闭时变换器处于buck模式，储能单元为充电；当S2导通而S1关闭时变换器处于boost模式，储能单元为放电；而S1与S2都关闭时，储能单元处于空闲状态，既不放电也不充电。

图2 储能单元结构图Fig.2 Structure diagram of energy storage unit

2 充放电切换控制策略

如图3所示，所提双向 DC/DC 变换器的充放电控制策略由自适应电压外环和非线性无缝电流内环构成。

图3 控制策略结构图Fig.3 Structure diagram of the control strategy

基于非线性fal函数的非线性无缝电流内环则通过判断误差反馈大小自适应地修改PI参数，使系统快速达到稳定状态，缓解了传统PI控制器在快速性与超调之间的矛盾，实现充放电无缝切换。

2.1 自适应电压外环

图4 工作模式选择原理图Fig.4 Schematic diagram of working mode selection

表1 工作模式与母线电压关系Tab.1 Relationship between working mode and bus voltage

2.1.1 电压外环工作模式

图5 空闲模式控制框图Fig.5 Idle mode control block diagram

图6 充电模式控制框图Fig.6 Charging mode control block diagram

图7 放电模式控制框图Fig.7 Discharging mode control block diagram

2.1.2 电压外环自适应切换原理

图8 自适应模式切换示意图Fig.8 Schematic diagram of adaptive mode switching

2.2 非线性无缝电流内环

2.2.1 非线性PI控制器

为缓解传统PI控制器的快速性与稳定性固有矛盾，实现可借鉴“大误差，小增益；小误差，大增益”的非线性思想。利用fal函数构造非线性PI电流控制器，其比例、积分反馈系数随着误差大小而动态调节，进而较好地满足了快速性与稳定性的平衡需求，提高充放电切换的动态性能。在此基础上，通过引入微分跟踪器(Tracking Differentiator, TD)平滑过渡电流给定值，防止系统控制效果超调。最终，在相同比例积分控制参数下，缩短切换时间与减小母线电压超调，即平滑过渡无冲击的无缝切换。

图9 电流内环控制器结构图Fig.9 Structure diagram of current inner loop controller

基于非线性fal函数构建了非线性PI控制器，实现了PI参数随误差大小变化的动态调节，较好地满足了稳定性及快速性要求，其数学表达式如式(1)所示：

(1)

2.2.2 跟踪微分器TD

(2)

如图10所示，在0 s时刻或5 s时刻，当电感电流给定信号突变，跟踪值x1不会突变而是逐渐变化平滑过渡。基于误差反馈工作的传统PI控制，在给定值突变时反馈误差陡增易产生超调，借助跟踪值x1的平滑过渡可较好地解决超调与快速性之间的矛盾。而微分值x2可用于PID控制中的微分控制部分，但本文暂不考虑。

图10 TD输入输出特性波形图Fig.10 TD input-output characteristic waveform

2.2.3 非线性fal函数

fal函数的数学表达式如式(3)所示：

(3)

式中e为输入；a为非线性因子；δ为滤波因子。

为直观展示fal函数的输入输出关系，在simulink中搭建fal函数模型。输入信号e为正弦波信号，其频率为0.5*π rad/s，幅值为2。

如图11(a)所示，取滤波因子δ=1，改变非线性因子a的取值，fal函数的输入输出关系随之变化。当输入小于δ时，输出大于输入，大于时则输出小于输入。可总结为“大误差，小增益；小误差，大增益”的非线性特征关系，且a的取值越小则非线性特征越明显。图11(b)为曲线放大区域图。

图11 fal输入输出特性波形图(a变化)Fig.11 fal input-output characteristic waveform(a)

如图12(a)所示，取非线性因子a=0.5，输入信号不变，改变滤波因子δ的取值。在输入正弦信号e达到δ时，输入输出关系发生非线性转折，而δ控制着转折点的位置。图12(b)为曲线放大区域图。

图12 fal输入输出特性波形图(δ变化)Fig.12 fal input-output characteristic waveform(δ)

将非线性fal函数与积分器串联构成闭环系统，如图13所示。

图13 电流内环积分控制器结构图Fig.13 Logic diagram of current inner loop controller

已知fal函数随输入的变化具有不同的输入输出关系，当输入信号e<δ时，输入e与输出u的传递函数如式(4)与式(5)所示：

(4)

(5)

由上述公式可知当积分器与非线性fal函数串联时具有低通滤波特性，使其具有一定自抗扰能力。

3 仿真与分析

3.1 仿真电路搭建

为验证所提策略可行性与优越性，在Simulink环境中，根据图2搭建仿真电路。在电压外环相同的前提下，分别对非线性无缝电流内环与PI电流内环进行动态性能比较。表2为仿真参数，表3为电流内环控制器参数。

表2 仿真相关参数Tab.2 Relevant parameters of simulation

表3 电流内环控制器参数Tab.3 Parameters of current inner loop controller

3.2 仿真案例

3.2.1 母线电压跌落仿真案例

如图14所示，模拟了分布式电源输出功率降低导致母线电压跌落的工况。时段1，直流母线电压为额定值400 V，双向DC/DC变换器为空闲模式。时段2，直流母线电压跌落，储能双向DC/DC变换器切换为放电模式，以-9 A放电维持直流母线电压为放电临界值380 V。时段3，母线电压恢复为额定400 V，储能双向DC/DC变换器恢复为空闲模式。

图14 电感电流与母线电压波形Fig.14 Inductance current and bus voltage waveform

母线电压跌落工况下，当采用传统PI电流环时，0.5 s时刻经0.15 s超调时间产生7.8 V电压超调量，1 s时刻产生2.6 A电流超调量；当采用非线性无缝电流内环时，0.5 s时刻经0.06 s超调时间产生3.1 V电压超调量，1 s时刻产生0.03 A电流超调量。在母线电压跌落工况下，非线性无缝电流内环相较于传统PI电流内环过渡时间更短与超调量更小。

3.2.2 母线电压陡升仿真案例

如图15所示，模拟了分布式电源功率增大导致母线电压陡升工况。时段1，母线电压为额定值400 V，双向DC/DC变换器为空闲模式。时段2，母线电压上升至充电临界值420 V，双向DC/DC变换器切换为充电模式，以+10 A电流充电。时段3，母线电压恢复为额定值400 V，双向DC/DC变换器恢复为空闲。

图15 电感电流与母线电压波形Fig.15 Inductance current and bus voltage waveform

母线电压陡升工况下，当采用传统PI电流内环时，0.5 s时刻的模式切换时间为0.07 s；当采用非线性无缝电流内环时，0.5 s时刻的模式切换时间为0.02 s，且电压过渡更加平滑。在母线电压陡升工况下，非线性无缝电流内环相较于传统PI电流环过渡时间更短与超调量更小。

3.2.3 母线电压波动仿真案例

如图16所示，模拟了分布式电源随机性导致的母线电压波动工况。时段1，母线电压为额定值400 V，双向DC/DC变换器为空闲模式。时段2，直流母线电压跌落，双向DC/DC变换器切换为放电模式，以-9 A放电维持直流母线电压为临界值380 V。时段3，直流母线电压恢复为额定值400 V，双向DC/DC变换器恢复为空闲模式。时段4，直流母线电压上升至充电临界值420 V，储能双向DC/DC变换器变为充电模式，以+10 A从直流母线侧吸收能量。时段5，直流母线电压恢复为额定值400 V，双向DC/DC变换器恢复为空闲模式。

图16 电感电流与母线电压波形Fig.16 Inductance current and bus voltage waveform

母线电压波动工况下，当采用传统PI电流内环时，在2.0 s时刻经0.15 s切换时间产生7.8 V电压超调，在4.0 s时刻产生2.6 A电流超调，在6.0 s时刻模式切换时间为0.07 s，在8.0 s时刻的工作模式切换时间为0.05 s；当采用非线性无缝电流内环时，在2.0 s时刻经0.06 s切换时间产生3.1 V电压超调，在4.0 s时刻产生0.03 A电流超调，在6.0 s时刻模式切换时间为0.02 s，在8.0 s时刻的模式切换时间为0.02 s。在母线电压波动工况下，相较于传统PI电流环，非线性无缝电流内环的过渡时间更短与超调量更小。

以上仿真结果证明了所提策略不但可根据母线电压大小进行储能单元自适应充放电切换保持母线电压在稳定范围内，而且改善了动态性能，实现了更短的模式切换时间与更小的超调量。

4 实物验证

4.1 实验平台搭建

如图17所示，搭建了由可编程电源(模拟光伏源)、蓄电池、yxSPACE与双向DC/DC变换器等组成的实验平台。考虑安全因素与实验室现有条件，将母线电压额定值为23.5 V。

图17 实验平台Fig.17 Experimental platform

模拟光伏控制母线电压，二极管D防止电流反灌模拟光伏源，yxSPACE原型机用于快速算法验证，如图8所示。实验电路参数详见表4，内环参数与仿真一致详见表3。

图18 实验电路原理图Fig.18 Schematic of experimental circuit

表4 实验电路相关参数Tab.4 Relevant parameters of experimental circuit

4.2 实验验证

4.2.1 实验1：母线电压逐渐下降工况

图19为实验1波形图，非线性无缝电流内环工作，通过调节模拟光伏输出功率使得母线电压经历“稳定范围→放电临界值→稳定范围”过程，模仿母线电压逐渐降低的工况，观察储能单元能否自适应充放电切换。

图19 实验1波形图Fig.19 Waveform of experiment 1

时段1，母线电压由模拟光伏维持在额定23.5 V，双向DC/DC变换器处于空闲模式。时段2，母线电压降低，双向DC/DC变换器变为以-2.0 A的放电，维持母线电压为充电临界值22 V。时段3，母线电压恢复为额定值23.5 V，双向DC/DC变换器恢复为空闲模式。

由实验1结果可知，在母线电压“逐渐降低”工况下，所提充放电控制策略可在空闲模式与放电模式之间自适应切换，维持母线电压在稳定范围内。

4.2.2 实验2：母线电压逐渐上升工况

图20为实验2波形图，非线性无缝电流内环工作，通过调节模拟光伏功率使得母线电压经历“稳定范围→充电临界值→稳定范围”过程，模仿母线电压逐渐上升的工况，观察储能单元能否自适应充放电切换。

图20 实验2波形图Fig.20 Waveform of experiment 2

时段1，母线电压为额定值23.5 V，双向DC/DC变换器处于空闲模式。时段2，母线电压上升，储能双向DC/DC变换器变为以+1.5 A的放电模式。时段3，母线电压恢复为额定值23.5 V，双向DC/DC变换器恢复为空闲模式。

由实验2结果可知，在母线电压“逐渐上升”工况下，所提控制策略可在空闲模式与充电模式之间自适应切换，维持母线电压在稳定范围内。

4.2.3 实验3：母线电压波动工况

图21为实验3波形图，非线性无缝电流内环工作，通过调节模拟光伏输出功率，使得母线电压经历“稳定范围→放电临界值→稳定范围→充电临界值→稳定范围”的过程，模仿母线电压波动工况，观察储能单元能否自适应充放电切换。

图21 实验3波形图Fig.21 Waveform of experiment 3

时段1，直流母线电压维持在额定值23.5 V，双向DC/DC变换器处于空闲模式。时段2，光伏功率逐渐降低，双向DC/DC变换器变为-2.0 A的放电模式，维持母线电压为放电临界值22 V。时段3，母线电压逐渐恢复为额定值23.5 V，双向DC/DC变换器恢复为空闲模式。时段4，光伏功率逐渐上升进而母线电压上升至充电临界值25 V，双向DC/DC变换器切换为+1.5 A的充电模式吸收能量。时段5，母线电压逐渐恢复为额定值23.5 V，双向DC/DC变换器恢复为空闲模式。

由实验3结果可知，在母线电压“波动”工况下，所提策略可根据直流母线电压、充电临界值与放电临界值等物理量进行自适应地模式切换，维持母线电压在稳定范围内。

4.2.4 实验4：母线电压突变工况

图22为实验4波形图，在母线电压突变时，分别为PI电流内环或非线性无缝电流内环母线的电压与电感电流波形。在充放电切换过程中，观察储能单元的动态性能是否得到改善。

图22 实验4波形图Fig.22 Waveform of experiment 4

时段1：直流母线电压维持在额定值23.5 V，储能双向DC/DC变换器处于空闲模式。时段2：光伏源断开，导致母线电压“陡降”，双向DC/DC变换器迅速切换为-2.0 A的放电模式，维持母线电压为放电临界值22 V。时段3：光伏重新连接，进而母线电压“陡升”至电压额定值23.5 V，则双向DC/DC变换器迅速恢复空闲模式。图23为空闲模式变为放电模式的暂态波形。

图23 暂态过程波形图Fig.23 Transient process waveform

在母线电压“突变陡降”工况下，通过实验4结果验证了所提控制策略的优越性。当采用传统PI电流内环时，空闲变放电切换时间为50 ms，电压超调量为3.0 V，放电变空闲切换时间为16 ms；当采用非线性无缝电流内环时，空闲变放电的切换时间为31 ms，电压超调量为1.8 V，放电变空闲的切换时间为8 ms。相较于传统PI电流环，非线性无缝电流内环改善了储能单元的动态性能，其模式过渡时间更短与超调量更小。

实验1～实验3证明了所提策略的可行性，储能单元可依据母线电压高低进行自适应地充放电切换，将母线电压维持在稳定范围内。实验4证明了本策略的优越性，采用非线性电流环后储能单元的动态性能有明显提升，电压超调量与模式切换时间显著减小，且由图23可知，电感电流实现了平滑过渡且纹波小扰动被消除，提高了直流微电网的可靠性，有效改善了系统的电能质量。