王立权，宋吉江，鲁 尧，王雪姣

（山东理工大学电气与电子工程学院，淄博 255049）

模块化多电平换流器MMC（modular multilevel converter）作为新型柔性直流输电技术的重要组成部分[1-2]，因其具有开关频率低、运行损耗小、波形输出特性好和模块数易于扩展等优点而广泛应用于高压直流输电系统中。相较于传统的电压源换流器型高压直流VSC-HVDC（voltage sourced converter-high voltage direct current）输电系统，基于MMC 的高压直流输电系统具有可独立调节有功与无功功率、可多端直流系统并网、无换相失败问题以及占地面积小等突出优势。但在系统启动控制方面即对MMC进行预充电时，由于MMC 电平数较多，其控制过程相对复杂且充电过程易出现电流过冲和子模块过充等故障现象[3-4]，因此，对MMC 的预充电过程开展研究具有极其重要的意义。

近年来，国内外学者对此进行了相关研究。根据IGBT 状态是否可控，充电阶段可分为不可控充电阶段与可控充电阶段[5-6]。在充电进入可控阶段时，文献[7-8]采用直接解锁双闭环控制，这时子模块数将会突降，直接造成直流母线电压侧电压跌落问题，同时充电回路会产生较大的冲击电流损坏设备，而且这种单纯的对子模块定时间或定频率的投切方式，对相间电压均衡和直流电压等方面的控制也相对较弱，在充电后期易出现桥臂子模块电容电压无法充至额定值、充电时间较长等问题；文献[9]通过采用串联限流电阻的方式来达到抑制冲击电流的目的，虽取得一定抑制效果，但电阻取值需根据实际工况选取，取值难度大；文献[10-11]利用网侧电压对子模块电容进行充电，解锁控制时采用双闭环矢量解耦控制策略，虽解决了换流站子模块充电问题，但是子模块充电不均衡，且易出现故障现象。因此，需对交流侧和直流侧充电过程进行深入研究。

考虑上述研究的不足，本文深入研究了模块化多电平换流器的工作原理，分析了充电过程中不可控阶段与可控阶段的电容充电特点，考虑环流因素对相间均衡充电的影响，提出了一种均衡控制充电策略，即对直流电压参考值采用定斜率控制，对相间上、下桥臂同时进行充电，通过跟踪各桥臂电压参考值来获取模块电压修正值，从而改变投切数目使得子模块电容电压均衡充至额定值，直流母线电压得到平滑抬升。该方法可有效解决IGBT 开关可控后因不当投切子模块而产生的电流过冲以及模块过充等问题。

1 工作原理

一般而言，换流器为三相六桥臂结构，每个桥臂由N 个串联的子模块SM（sub-module）与1 个桥臂电感LX串联而成。其中，这N 个子模块结构相同，本文采用子模块IGBT 半桥结构，其主要由储能电容及1 个半桥单元构成。MMC 的拓扑结构示意如图1 所示，图中Udc为直流母线电压，Usi（i=a，b，c）为三相交流相电压，Ls为交流侧等效电感，Rlim为限流电阻，Upa与Una分别为上、下桥臂电压。

图1 MMC 拓扑结构Fig.1 Topology of MMC

MMC 中SM 主要有3 种工作模式：当S1导通、S2关断时，SM 处于投入状态，此时桥臂电流无论正负，子模块的输出电压皆为电容电压；当S1关断、S2导通时，SM 处于切除状态，此时子模块的输出电压为0；需特别指出的是，当S1关断、S2也关断时，SM处于闭锁状态，当桥臂电流为正时，SM 处于预充电状态。

2 MMC 交流侧预充电过程研究

模块化多电平换流器正常运行前，需将换流阀内所有子模块的电容电压充至额定值，充电过程根据控制器能否对子模块开关状态进行主动调控分为不可控阶段和可控阶段。

2.1 交流侧不可控阶段充电

MMC1 端不控启动阶段电路为一个三相六桥臂不控整流电路，为削弱交流线路合闸时产生的冲击电流，应在交流侧接入限流电阻，当充电电流稳定后，为避免影响充电效率造成电路损耗应及时将其切除。以AB 相为例，其充电回路可等效为一个RLC 电路，其等效电路如图2 所示。

图2 等效充电回路Fig.2 Equivalent charging circuit

充电电流最大值产生于合闸后线电压的第1个周波内[12]，最大充电电流为

式中：Upeak为交流侧线电压峰值；Req为等效电阻，Req=2Rlim；Rlim为限流电阻；Xeq为等效电抗，Xeq=ωLeq-1/ωCeq；Leq为等效电感，Leq=2Lx；Ceq为等效电容，Ceq=CSM/N；Ilim为相电流允许的最大值。

根据系统给定的可承受最大充电电流，反推式（1）即可得到限流电阻为

不控充电结束时，子模块电容电压均可被充至Upeak/N，N 为额定桥臂模块数。此时子模块电压均已达到可解锁范围，可进行下一步可控充电控制。

2.2 均衡控制充电策略

可控充电阶段若采用常规的直接解锁控制，由于充电回路内的模块数突然减少，交流侧臂间充电回路将会产生较大的冲击电流，严重时甚至损坏阀内器件。所以，为避免子模块预充电可控阶段不规律投切引起的过冲问题，充电过程中首先应确保从充电不可控阶段到可控阶段的转换瞬间各充电回路内的充电模块个数不变，模块切除数量为0。故本文提出在可控阶段采用直流电压定斜率控制，将直流母线电压参考值由解锁时刻的交流线电压峰值大小逐步升高至额定值，充电过程中随着母线电压参考值的线性升高，上、下桥臂子模块切除数目会由0 逐步增大，直至母线参考值到达系统设定额定值时，切除数目变为N 并保持不变。该过程根据充电进程可实时控制上、下桥臂内的子模块投切数目，且不会产生突变，子模块电容电压及直流母线电压可得到平稳抬升。

同时，考虑相间环流在桥臂产生的压降影响各子模块电容电压的充电效果，为尽量避免快速充电过程中相间充电不一致产生环流，保证子模块可充至额定电压值，该策略还引入相间环流稳压控制环节，对比各桥臂实际电压值与桥臂电压参考值，从而判断各桥臂在控制时刻臂内电容的充电情况，根据欠压或过压情况，分别通过增加或减少子模块切除数量来及时修正电容电压。

2.2.1 直流电压定斜率控制

充电过程中，由可控充电机理分析[13]可知，上、下桥臂子模块电容电流包含同向直流成分、二倍频成分以及反向基频成分，通过对交流侧输入电流的控制可实现对上、下桥臂同时充电。为使电压平缓上升，直流电压参考值Udcref采用定斜率控制方式，即

式中：t 为可控充电时间；b1为电压抬升斜率；Upeak为交流侧线电压峰值。

以a 相为例应满足的投入模块数为

式中：n1、n2分别为a 相上、下桥臂瞬时应投入的模块数；UdcN为直流母线电压额定值；UCref（t）为子模块电容电压参考值。在可控解锁瞬间，每相投入2N 个子模块，随着直流母线电压的升高，逐渐线性减少上、下桥臂投入的总模块数，直至母线电压参考值升至额定值，此时桥臂投入的总模块数为额定值N。

从控制系统获得交流侧输入相电压Usa，则上、下桥臂的投入模块个数可表示为

MMC1 侧吸收功率为

按照功率守恒原则，三相充电功率之和均由交流侧电源提供，可表示为

式中：Um为交流相电压幅值；isd为三相电流在同步旋转坐标下d 轴分量。

联立式（7）和式（8）可得直流母线电压斜率满足的关系为

斜率应根据系统对交流电流以及充电桥臂电流的限制选取，斜率越大，则两者电流越大。

2.2.2 相间环流稳压控制环节

充电过程中，三相充电过程不一致必然导致环流产生。为提高相间充电进程的一致性，有必要引入环流稳压控制环节，即将桥臂电压参考值与实际桥臂电压值做差之后，经PI 控制输出作为环流参考值icirref，最终环流控制输出一个修正分量Udiffa。上桥臂控制框图如图3 所示。

图3 稳压环流控制框图Fig.3 Block diagram of stabilized circulating current control

考虑环流在桥臂电抗器会产生压降，在计算过程中对桥臂电压实时参考值给予修正，上、下桥臂电压实时参考值可分别表示为

桥臂电压参考值与实际值在充电过程中存在差异，实际可看做该时刻投入子模块的电容电压与其参考值UCref（t）的差异。本文通过动态调整臂间子模块投切比例来实时调节桥臂切除模块数，使电容电压可有效跟踪其参考值。设置增益系数为Ti（i=1，2），当桥臂内子模块过压时，充电回路需增大投入模块数，采用较大增益（T1＞1）加速调节，以避免高压损坏器件；当欠压时，需增大切除数目，此时采用较小增益（T2＜1），防止模块数目突降造成桥臂过电流。根据上述原理可得上、下桥臂模块数修正量分别为

上述相间环流稳压控制环节保证了相内上、下桥臂充电电压对桥臂参考值的有效跟踪。

3 仿真分析

3.1 系统仿真模型搭建

为验证所提方法的有效性，基于PSCAD/EMTDC 仿真软件搭建了有源双端MMC 预充电仿真模型，两侧MMC 均采用三相六桥臂结构，仿真系统模型如图4 所示。系统具体参数设置见表1。

图4 仿真系统模型Fig.4 Model of simulation system

表1 仿真系统参数Tab.1 Parameters of simulation system

为避免两端换流器在预充电过程产生互相干扰，直流母线采用断路器隔断。1、2 侧换流器结构相同并采用相同仿真参数，两侧换流器均在0 s 启动，0.35 s 时刻进入可控充电阶段。为验证本文所提控制策略的有效性，在可控充电阶段，1 侧换流器采用了本文所提的均衡充电控制策略，2 侧换流器采用换流器直接解锁双闭环直流控制的常规控制方法。

3.2 仿真结果验证

3.2.1 充电稳定性验证

预充电过程中，可控充电阶段采用常规控制方法时，MMC2 侧各子模块电容充电情况仿真结果如图5 所示，直流母线电压抬升情况如图6 所示。

图5 MMC2 侧上桥臂预充电情况Fig.5 Pre-charging status of MMC2-side upper bridge arm

图6 MMC2 侧直流母线电压Fig.6 DC bus voltage on MMC2-side

由图5 和图6 可知，在进入可控充电阶段之初，上桥臂子模块电容电压陡增，出现明显过充现象，上桥臂出现了明显的电流过冲现象，同时解锁瞬间直流母线电压有较大跌幅。这是由于在0.35 s时刻充电进入可控阶段时，在解锁瞬间充电回路内子模块投入数量突然减少,回路两端电压突降，此时在换流器内会出现较大的冲击电流，冲击电流尖峰值可达约1.7 kA,因而会出现明显过电流现象，并可能造成器件损毁。

1 侧换流器采用均衡控制充电策略时，仿真情况如图7 和图8 所示。图7 为上桥臂子模块电容电压及桥臂充电电流仿真结果，图8 为MMC1 侧直流母线电压抬升情况。

图7 MMC1 侧上桥臂预充电情况Fig.7 Pre-charging status of MMC1-side upper bridge arm

图8 MMC1 侧直流母线电压Fig.8 DC bus voltage on MMC1-side

由图7 可知，在0～0.35 s 不可控充电时间段内，子模块电容电压上升至11.74 kV 左右。进入可控充电阶段后，上、下桥臂各子模块电压上升较为平缓且未出现模块电压过充现象；上、下桥臂充电过程较为稳定未出现电流过冲；同时直流侧母线电压得到平稳抬升，0.6 s 后系统在定直流电压控制下，直流母线电压稳定在320 kV 左右，整个电压抬升过程未出现明显跌落现象。这是由于采用均衡控制充电策略时，在不可控与可控阶段转换时刻，保持了模块切除数不变，这就保证了在这一时刻不会出现常规控制下的电流过冲现象；然后在此基础上逐步增大桥臂子模块切除数，同时使相内上、下桥臂充电电压值对桥臂参考值进行有效跟踪，这就使得充电子模块不会出现突然减少的现象，因此电容电压能够得到较为平缓的提升，避免了模块解锁时过大冲击电流的产生。

另外，从图5 和图7 的仿真结果对比可知，相较于常规策略，本文所提充电策略子模块充电时间效率提高约30%。

3.2.2 相间充电均衡性验证

为验证所提策略对相间均衡充电的有效性，采样了两侧a 相环流，环流对比情况如图9 所示。

对比图9（a）和（b）可知，在可控充电阶段，MMC1 侧a 相环流较MMC2 侧幅值有所降低，相间充电的一致性变好，验证了所提策略的有效性。

图9 两侧环流对比Fig.9 Comparison of circulating current on two sides

4 结论

本文详细分析MMC 预充电过程，提出了一种适用于可控充电阶段的有源交流侧均衡控制充电策略。通过仿真验证得出以下结论。

（1）0～0.6 s 左右，子模块电容电压从0 可充至额定值，充电效率较常规方式提高约30%，且充电过程中无明显电流过冲、模块电压过充现象发生，子模块充电过程更平稳、迅速。

（2）直流母线电压可在本文定斜率控制下平滑抬升至额定值附近，充电阶段交替过程母线电压无明显波动。

（3）在该策略控制下，相间环流得到有效抑制，加强了相与相之间充电过程的一致性。