王凡，贺永玲，胡叨福

（珠海格力电器股份有限公司，广东珠海，519070）

0 引言

随着工业化的发展，大量的DC/DC变换器被应用于各种场合，用于给直流负载供电。尽管大力提倡节能、减排，但如今设备功耗、发热和冷却功率却有所增加，所以对开关电源的效率、成本、功率密度等提出了更高的要求。本文采用ZVS移相全桥方案，研制了一款400～800 V输入，300 V/2 A输出的600 W开关电源样机。

1 移相全桥ZVS工作原理

■1.1 基本工作原理

ZVS移相全桥变换器是利用串联谐振电感和开关管并联电容进行谐振，来实现开关管的零电压开通，降低开关损耗。

图1为移相全桥变换器拓扑图，其中Q1～Q4为4个功率开关管，C1～C4为4个开关管的寄生电容（或外接电容），D1～D4为4个开关管的寄生二极管，Lr为串联谐振电感，T1为变压器，VD1～VD4为副边整流二极管，LO为输出滤波电感，CO为输出滤波电容，RL为负载电阻。互补驱动的Q1和Q3组成滞后桥臂，互补驱动的Q2和Q4组成超前桥臂。

图1 主电路拓扑

图2为峰值电流模式的ZVS移相全桥工作波形，其工作原理是通过调节两桥臂之间的相位角，来调节有效占空比的大小，实现输出。

■1.2 两桥臂ZVS的实现条件

要实现开关管的零电压开通必须满足以下条件：有足够的能量抽完将要开通的开关管并联电容上的电荷，并给同一桥臂的另一个开关管的并联电容充满电，同时抽走变压器原边寄生电容CTPR上的电荷，即满足以下条件：

其中Ci为开关管的并联电容，Vin为输入电压。

图2 移相全桥工作波形

超前桥臂实现ZVS：如图2所示，t1时刻，开关管Q2关断，切断了电源输入供电通路，由于电感电流不会突变，原边维持iP续流，副边维持iVD1续流，此时输出滤波电感参与原边谐振，即Lr和n2LO共同参与串联谐振，进行电容的充放电，取C1=C2=C3=C4=Ci，则超前桥臂软开关实现条件为：

滞后桥臂实现ZVS：如图2所示，t3时刻，开关管Q3关断，切断了续流通路，此时C3充电，UBA变为负极性，此时副边电流iVD1、iVD4迅速减小，iVD2、iVD3迅速增加，在电流降iVD1、iVD4为零之前，4个整流二极管保持导通，变压器副边电压被钳位到低电平，近似为短路，此时只有Lr参与原边串联谐振，软开关实现条件为：

由于滞后桥臂谐振时的近似电感电流源的能量远远小于超前桥臂，所有滞后桥臂ZVS更加难实现：

故一般采用增大谐振电感Lr的方法来实现滞后桥臂的软开关。

■1.3 占空比丢失

在零电压移相全桥变换器中，占空比丢失是一个不可忽视的问题。占空比丢失是指的副边有效占空比DS小于原边输入中间电压UAB的占空比DP，其差值就是占空比丢失Dloss，图2中US阴影部分为占空比丢失：

占空比丢失的原因：如图2，在t3～t5时间里，原边电流由正向变为负向，在这段时间里，副边被钳位到近似为零的低电平，这就导致了副边占空比丢失，即：

TS为工作周期。

并且：

则占空比丢失为：

且近似iVD2(t5)≈I1，则：

从式(8)(9)可以看出：谐振电感Lr越大，占空比丢失Dloss越大；输入电压Vin越低，占空比丢失Dloss越大；负载越大，占空比丢失Dloss越大。

由式(10)可知，保证在占空比丢失的情况下依旧输出目标电压，需减小变压器原副边匝比，结果导致原边电流增加，同时增加了原边功率管的导通损耗，并且还会增加副边整流二极管的反向耐压。

2 关键参数设计

■2.1 设计指标

针对需求设计了一款一款400～800 V输入，300 V/2 A输出的600 W开关电源样机。

■2.2 变压器

变压器选择铁氧体材质磁芯，工作频率fS=60 kHz，最大占空比Dmax=0.85。

跟进下面公式计算出原、副边匝比：

Vdson为原边MOS管导通压降；VVD为副边整流二极管导通压降。得出n=1.06。

然后计算出原、副边匝数。

原边匝数NP为：

Bm为磁芯工作的最大磁摆幅；Ae为磁芯的有效截面积。

副边匝数NS为：

根据常规AP法选择PQ35/35的磁芯，其Ae=1.96 cm2，并且Bm=0.15 T，则变压器原边匝数NP=44匝，副边匝数NS=42匝。根据纹波电流、穿透深度、损耗等来选择合适的绕组和气隙，并且可以保证电感量不变的情况下，同比增大一点匝数。

■2.3 输出滤波电感

纹波系数取0.3，则纹波电流ΔIO=0.6 A。

工作在CCM模式，则Lm=2.3 mH，考虑电源实际工作情况及体积，取1 mH。

■2.4 软开关与占空比丢失

由式(2)(3)(4)可知，滞后桥臂更难实现软开关，故根据滞后桥臂实现来选择谐振电感：

考虑功率管的寄生参数以及变压器的漏感LTPR和寄生电容，故取Lr=70 μH。在此条件下，根据式(8)(9)(15)理论计算得出：①当600 V输入、满载时，滞后桥臂刚好实现软开关；②当400 V输入低压满载时，Dloss≈8.4%；③800 V输入满载时，占空比丢失Dloss≈4.2%。由此看出，谐振电感增大，更容易实现软开关，但是占空比丢失会变得更大，故要综合考虑软开关的实现与占空比丢失。

3 样机与实验结果

■3.1 主要工作波形测试

图3和图4中，1通道为中间电压UBA，2通道为变压器原边端电压UP，3通道为原边电流。

■3.2 软开关测试

对滞后桥臂和超前桥臂分别进行了软开关测试。

图5为550 V输入、满载2 A时滞后桥臂Q4的工作波形，1通道为Q4的漏源极电压波形，2通道为Q4的栅极驱动电压，可以看出此时滞后桥臂刚好实现实现零电压开通。

图3 400V输入、满载

图4 800V输入、满载

图5 550V输入、满载

图6 750 V输入、0.8A负载

图7 400V输入满载

图8 800V输入、满载

图6为750 V输入，0.8 A负载时超前桥臂Q3的工作波形，可以看出此时Q3处于完全零电压开通。

以上测试可以看出超前桥臂实现软开关比滞后桥臂容易的多。

■3.3 占空比丢失测试

对于占空比丢失，主要测量中间电压UAB和变压器原边端电压，其差值为占空比丢失的大小。

图7测得占空比丢失为7.25%。图8测得占空比丢失为3.75%。

4 结束语

本文针对需求设计了一款开关电源样机。针对其高压、小电流的特点，着重分析验证了谐振电感对于软开关的实现和占空比丢失的影响。由样机测试可看出，其虽然实现了功率管的软开关，但由于原边电流过小，导致其软开关实现困难，同时依旧存在较大占空比丢失。所以在此高压、小电流场合，用普通移相全桥拓扑并非最合适。所以为保证其良好的性能，须采取额外的措施，如谐振电感改为饱和电感、增加隔直电容等。