晏维亮，葛英飞

（1.华南理工大学电力学院，广东 广州 510641；2.南京工程学院机械学院 江苏 南京 211167）

随着传感网、物联网的不断发展，网络传感节点的供电问题也引起人们更广泛的关注。当涉及传感器网络和人体内的生物传感器的应用时，供电模块的维护是目前难以解决的问题。一个可行的方法是将传感器的供电模块用能量采集器（Energy Harvester，EH）代替，使无线传感器作为自供电可穿戴设备使用[1-3]。EH 从外界环境采集能量的特性决定了其输出功率在时域上波动大、量级小的特点[4]。基于此考虑，本文在充分研究压电能量采集器（Piezoelectric Energy Harvesting，PEH）特性的基础上，找到一种能快速追踪、适应环境变化、追踪精度高且成本低、功耗低的最大功率点追踪（Maximum Power Point Tracking，MPPT）方法，以此优化微功耗设备的电源管理模块（Power Management Module，PMM）。

首先，本文基于PEH 在自供电可穿戴设备中的成熟应用，在理论模型分析和电学特性等效方面对PEH进行了充分研究，以对本文设计的MPPT 电路的输入电源进行建模；其次，本文基于利用RC 电路（Resistor-Capacitance circuit）可以追踪开路半压的理论成果，采用模拟电路分立元件搭建MPPT 电路，以实现自供电可穿戴设备PMM 自适应追踪电路最大输出功率点的功能；然后，对设计的MPPT 电路进行仿真以验证该模拟电路理论上的可行性；最后，在PCB（Printed Circuit Board）上实现电路板，通过实验测试验证电路板MPPT 的可行性与适应性，完成微功耗系统最大功率点电路的模拟设计。

1 最大功率点追踪系统的实现和运行

本文提出的半压追踪系统的模拟电路和输入电源的详细实现分别如图1 和图2所示。模拟控制电路中的桥式整流器由4个BAS70 肖特基二极管组成，该二极管正向压降小、漏电流小、功耗低。Vin整流后的电压Vrect通过由Chp、Rhp1和Rhp2构成的高通滤波器，输入到纳安功耗运算放大器[5]（LPV521）完成电压信号的微分处理，然后微分器的输出经过包络检测器到达电路的采样保持模块，再接着进入DC-DC 降压转换器的控制模块，最后控制器控制DC-DC 降压转换器的开关以达到电路MPPT 的目的。选择的DC-DC 转换器是降压转换器（LTC3388-3），用于降低PEH 输入负载的电压。

图2 系统输入电源模拟

2 最大功率点追踪系统的仿真与实验测试

2.1 电路参数设置及印刷电路板

系统的模拟电路的各元件参数在图1 中已给出。本文所模拟的PEH 等效模型及其输出功率特性[6]确定了所使用PEH 的等效阻抗，并以此模型为基础设计适用于本课题的高通滤波器，设计的前提依然是τhP与τ的值相等。并且为了最小化电阻的功耗和负载对滤波电容Ci的影响，Rhp1和Rhp2的总阻值被设置为20 MΩ。经多次仿真后的参数调整，Rdiff、Cdiff、RF的值分别被设置为10 MΩ、10 nF、10 MΩ。微分器的输出Vdiff需要经过一个包络检波器，该检波器的作用为过滤Vdiff中的高频信号使Vhp的微分信号更为平滑，避免Vdiff反复降至零点影响电路正常工作。过滤后的信号作为Ved被馈入Comp1 反相输入端。仿真结果表明将Ced和Red分别设置为1 nF 和10 MΩ时，检波效果较为良好，同时使得前面提到的对Comp1 的参考电压Vref采用的处理方式所带来的最大功率点偏移量有效减少，即缩小了Comp1 对MPP 作出响应的时刻与实际MPP 出现的时刻的误差。然后Vsh作为Comp1 的输出进入系统的采样保持部分。这一部分主要由分压电阻、P 型MOS管和采样电容Csh组成。分压电阻的作用主要是控制Csh的采样电压Vcsh进而控制馈入Comp2 反相输入端的参考电压。RD1、RD2以及Csh的值分别设置为1 MΩ、1.37 MΩ和500 pF 时仿真结果有良好表现。

图1 系统的模拟电路实现

经过多次仿真，验证了本文设计的模拟电路自适应追踪VOC/2 的功能，各元件参数也确定了相对合理的值。本课题根据模拟电路对实物进行了复现，与模拟电路的主要差别在于：模拟电路中降压功能通过带有控制器的BUCK 电路实现， 而实物中用LTC3388DC-DC 降压转换器实现，两者储能电容的值相差较大。需要说明的是，根据LTC3388 数据手册的说明，使用其降压转换器功能时开关JP1-JP5 的状态分别为“0”“1”“EN”“ON”“1”。

2.2 电路仿真结果

为了便于分析，该模拟电路的电源PEH 用FREQ（频率）=1 K、VAMPL（幅值）=5 V、VOFF（偏置）=0的正弦交流源接一个由4个BAS70 肖特基二极管组成的桥式整流器代替，电压Vin即VOC、Vrect及Vhp仿真波形如图3所示。

图3 电压Vin、Vrect 及Vhp 仿真波形

从图中可以看出，Vin是交流信号源经过整流后的电压，其有效值大约为4.08 V；Vrect前40 ms 总体呈上升状，40 ms 左右开始下降，之后围绕VOC/2 上下小幅波动，不难看出它呈现出典型的电容充电曲线，这验证了第2 章中用于理论分析的电路模型；Vhp与Vrect类似，增幅性保持一致，电压幅度有所不同。由波形图可以看出这3个电压的仿真波形符合预期。

微分器的输出电压为Vdiff，其波形如图4所示，已知其是Vhp经过微分器后的微分信号。可以看出，包络检波器极大程度减缓了Vdiff降为0 的速度[7]，即延迟Comp1 对实际出现MPP 时刻的响应，这样一来就减小了前面提到的对Comp1 参考电压作的增大处理所引起的MPP 偏移误差，并给Vrect的充电过程预留了足够的滞后延时。因为当Vdiff、Ved都降至Comp1 参考电压Vref处时，比较器响应的时刻提前于实际MPP 出现的时刻，Vdiff对应的Comp1 响应时刻提前了50 ms 左右，此时的Vrect也小于VOC/4；Ved对应的Comp1 响应时刻只提前了28 ms，且对应的Vrect处于0.35VOC处，处于MPP 正常波动范围内，如图5所示。该图还表明了Comp1 恰好会在Ved和Vref相等时作出响应，输出高电位，这时采样保持电路开始将此时对应的Vrd保持在Csh中。采样电压Vcsh一方面经过二极管D2 幅值减少正向偏置的电压数值后作为Comp1 新的参考电压；另一方面，当Comp1 输出高电位时Vcsh会通过N 型MOSFET 的漏极被馈入Comp2 的反相输入端。

图4 Vdiff、Ved 仿真波形

图5 Comp1 响应波形（Ved、Vrect、Vref、Vsh）

上面提到，Comp1 作出响应后，Vsh开始输出高电位时对应的Vrd值会被采样电容捕获作为Vcsh被馈入Comp2 反相输入端，同时Vrd被馈入其同相输入端但会继续上升。一旦Vrd高于Vcsh的值，就改变了Comp2输出低电位时反相输入电压高于正相输入电压的状态，于是比较器输出高电位以启动DC-DC 降压变换器，Vin的输入状态由给电路供电变为将能量储存在储能电容中，接着Vrect下降至VOC/2 以下，Vrd同步下降，直到再次小于Vcsh，然后Comp2 输出低电位控制DC-DC 降压变换器关断，储能电容停止充电，Vrect再次上升，于是Ved会再次高于Vrect，Comp1 接着输出低电位，P 型MOSFET 关断，直至下一次Vrect上升到VOC/2以触发Comp1 的再一次响应，至此新的循环开始。当然，Comp1 的第二次触发时刻依然不是实际MPP 发生的时刻，而是与之有可以接受的偏移（前面有提到最大偏移大约是15%）的Ved=Vref即Ved=Vcsh－VD2时，VD2为二极管D2 正向偏置电压（大约0.3 V）的时刻，如图6所示。

图6 Comp2 响应波形（Vrd、Vsh、Vrect、Vcomp）

从图6 中可以看到，Comp2 响应波形符合理论预期，每次其输出高电位都伴随着Vrd开始高于Vsh以及Vrect的下降，导致的直接结果就是Vrect始终在VOC/2 附近上下波动。并且其波动波形类似锯齿波，这意味着Vrect的有效值基本处于VOC/2 附近，说明电路的MPP追踪功能能如预期般实现。

3 结论

主要对模拟电路进行了仿真，对电路板进行了实验测试，并根据仿真和测试结果对电路的工作情况进行了讨论。在经过多次模拟电路的仿真后对元件参数进行了调整，根据调整后的参数对PCB 板的原理图做了相应的修改。电路板与模拟电路使用的比较器和降压转换器虽然有所不同，对测试结果影响较大，但电路各部分都实现了预期中应有的功能。因此说明本文设计的MPPT 电路无论理论上还是实验中都能实现对特定电源的自适应开路半压追踪。