吴文慧，文 发，尹 君，王贤兵，陈 冬

（中车株洲电力机车研究所有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

随着中国高铁的飞速发展以及IEC 61375-3-4[1]、IEC 61375-2-5[2]等列车以太网相关标准的相继发布，列车以太网在列车网络控制系统中得到了广泛的应用[3-4]。高可靠性的车载以太网通信物理层电路对于保障列车网络控制系统的正常运行至关重要，但轨道交通列车上恶劣的应用环境容易造成丢包、通信中断等以太网通信故障。目前国内外技术人员对列车以太网通信技术的研究主要集中在列车网络系统的控制策略[5-6]、仿真技术[7]和自动测试技术[8]等方面，而对列车以太网通信物理层电路的研究还很少。

以太网物理层电路主要包括媒体访问控制（media access control，MAC）与物理层（physical layer，PHY）的接口、PHY芯片、防护与阻抗匹配电路以及网口连接器。本文在对以太网物理层各种芯片深入研究的基础上，从PHY芯片电路设计、不同xMII接口的应用、网口的EMC防护设计、M12连接器选型、PCB设计和影响物理层一致性测试的因素共6个方面进行研究，设计了一套适合轨道交通车载领域应用的以太网物理层电路。在复兴号电力动车组上的工程应用表明，所设计的以太网物理层电路能够在严苛的EMC、振动等应用环境下稳定、可靠地运行。

1 PHY芯片滤波与阻抗匹配

PHY芯片承担着以太网物理层数据的收发和数模转换等重要功能。PHY芯片在发送通道上的主要作用是接收、处理MAC发送的数据并按照物理层的编码规则对数据编码，再变为模拟信号输出到以太网线缆上，以实现CSMA/CD（多点接入载波监听/冲突检测）的部分功能。这样可以检测到网络上是否有数据在传送：若有，则等待；否则，等待一个随机时间后再将数据传送出去。在接收通道上，PHY芯片接收来自以太网线缆的数据，对数据进行处理后将其传输给MAC。

电口PHY芯片可分成电流型和电压型两种。电流型PHY电路需要将网口变压器的中心抽头经磁珠连接到1.8 V或者2.5 V等数值的VDD电压源，如图1所示（具体接多少伏的VDD电压源由PHY型号确定）。磁珠对网口的EMC防护起到了至关重要的作用，其能够防止干扰信号从变压器的中心抽头耦合到以太网信号上。而电压型PHY芯片不需将网口变压器的中心抽头连接到电压源，可以直接通过电容接到信号地上。对于以太网电流型PHY芯片，如果网口变压器的共模线圈放置在PHY一侧，则需要选择带有3路共模电感的脉冲变压器；否则中心抽头电源与差分信号线之间的共模噪声会直接耦合到变压器二次侧，对有效信号造成干扰。如果网口变压器中只有2路共模电感，则需将其放置在电缆侧。而电压型PHY芯片对网口变压器的共模电感没有严格要求，但是为了更好地达到干扰防护效果，共模电感需要放置在电缆侧，实现对外部干扰信号在到达变压器前就进行过滤的目的。

图1 电流型PHY电路设计Fig.1 Circuit design of current mode PHY

不管电流型还是电压型的PHY芯片，在媒介专用接口MDI信号线上都需要连接由49.9 Ω电阻器和0.1 μF电容器组成的阻抗匹配电路。如果芯片内部没有集成匹配电阻器，如图2所示，那么不管是发送还是接收通道都需被放置在PHY侧。

图2 PHY的阻抗匹配电路Fig.2 Resistance matching circuit of PHY

2 xMII接口

xMII（medium independent interface）是介质独立接口，应用于以太网硬件平台的MAC层与PHY层之间，是MAC与PHY层之间的通信通道。xMII接口类型很多，应用较广的类型主要是 MII、RGMII、SGMII、QSGMII等。所有的xMII接口都有一个共同的管理接口MDC/MDIO，其是MAC对PHY芯片进行管理的通道。

2.1 管理接口MDC/MDIO

MAC对PHY芯片的初始化及相关配置皆可以通过MDC/MDIO接口实现。一路MDC（管理数据时钟）/MDIO（管理数据输入输出）接口下最多可以接32个PHY电路。当同一路MDC/MDIO接口下挂有2个或多个PHY电路时，由于信号完整性的原因，需要在最后一个PHY芯片的最末端进行戴维南端接（图3），以保证在芯片采样MDC信号上升沿时，MDIO信号能有足够的建立时间和保持时间。

图3 MDC/MDIO接口Fig.3 MDC/MDIO interface

2.2 xMII的数据接口

2.2.1 MII接口

MII接口一共有16根信号线，用于100 Mb/s和10 Mb/s以太网时，存在通信速率低、信号线较多的问题，导致PCB布线复杂且不利于功耗减小[9]。虽然该接口在新版芯片中已逐渐减少甚至不再使用，但是在以太网技术应用的早期是主流的通信接口。

MII接口的发送时钟信号TX_CLK和接收时钟信号RX_CLK则都是由PHY芯片提供，且在100 Mb/s传输速率下，时钟信号频率都是25 MHz；在10 Mb/s传输速率下，时钟信号频率则降低为2.5 MHz。

2.2.2 RGMII接口

RGMII（即Reduced gigabit MII）接口在时钟信号的上升沿和下降沿都进行数据采样，如图4所示。RGMII接口最大支持1 000 Mb/s速率，同时向下兼容100 Mb/s和10 Mb/s两种速率。当应用在1 000 Mb/s速率时，RX_CLK和TX_CLK时钟信号频率都是125MHz；在速率为100Mb/s和10 Mb/s工况下，参考时钟频率分别降低为25 MHz和2.5 MHz。与MII接口不同的是，TX_CLK时钟信号是由MAC芯片提供，而RX_CLK时钟信号则由PHY芯片提供。

图4 RGMII接口Fig.4 RGMII interface

RGMII接口的TX_CLK和RX_CLK信号必须做延时处理（一般延时1～2 ns），以保证数据信号能够被正确采样，否则会出现RGMII接口通信异常现象。延时操作有下面3种方式：一是通过PCB走线延时；二是PHY芯片处做RX_CLK信号延时，MAC芯片做TX_CLK信号延时；三是PHY芯片既做RX_CLK信号延时也做TX_CLK信号延时。具体采用哪种方式要根据PHY和MAC芯片的型号来决定。

2.2.3 SGMII接口

SGMII（serial gigabit media independent interface）接口类似于GMII（gigabit MII）和RGMII接口，只不过GMII和RGMII都属于并行通信，信号线比较多，尤其在网口数量多的情况下，PCB布线十分麻烦且不太适合背板应用。而SGMII是串行通信，其收、发通道各有一对差分信号线，时钟频率为625 MHz，通过采样时钟信号的上升沿和下降沿来实现1.25 Gb/s速率的数据传输[10]。当 MAC和 PHY之间采用 SGMII通信时，在SGMII信号的接收端需要AC耦合电容器，如图5所示，该电容器的容值一般为0.1 μF。在PCB布局时，差分对正、负线上的电容器到PHY芯片的走线长度要一致。SGMII接口同时支持10 Mb/s、100 Mb/s、1000 Mb/s，在MAC和PHY内部都有SGMII的自协商（autonegotiation）模块，用于PHY和MAC之间传递控制信息，比如速率、双工模式等。建议打开SGMII接口自协商功能，如果在强制模式下使用，那么两个相连网口的PHY与PHY之间也需要设置成一样的强制模式。

图5 SGMII接口Fig.5 SGMII interface

2.2.4 QSGMII接口

QSGMII是将4个SGMII接口合成在一个接口中，其和SGMII一样采用8B/10b编码，速率是5 Gb/s，收、发通道各具备一对差分信号线。如果使用了QSGMII信号，MAC和PHY的输入时钟信号一般为差分时钟，不能输入单端时钟。与SGMII信号一样，QSGMII信号的接收端需要AC耦合电容器，其容值通常为0.1 μF，在PCB布局时差分对正、负线上电容器到PHY芯片的走线长度要完全一致。在网口数量很多的情况下，QSGMII接口大大简化了PCB布线的难度，是目前多网口集成PHY与MAC通信接口的发展趋势。

3 物理层电路的EMC防护

列车以太网需要满足标准 IEC 61000-4-2[11]、IEC 61000-4-5[12]和 IEC 61000-4-4[13]中规定的静电、脉冲群和浪涌等相关EMC指标。由于列车上不同控制系统、过分相操作等造成严苛EMC干扰，对以太网物理层电路的EMC防护提出了更高的要求。本研究中采用网口变压器隔离、电容器隔离及瞬态电压抑制二极管（TVS）滤除差模干扰等措施来优化物理层电路的EMC防护。

3.1 网口变压器隔离

在IEEE 802.3标准中并没有明确指出以太网物理层电路中需要使用网口变压器，但是为了解决电气隔离、信号平衡、共模干扰抑制、阻抗匹配以及EMC防护等问题，在物理层电路中使用网口变压器是一种普遍的做法。

网口变压器主要由变比为1：1的变压器和共模电感组成，其内部结构如图6所示，变压器部分需要满足IEEE 802.3标准中提出的AC 1 500 V电压隔离要求。

图6 网口变压器内部结构Fig.6 Internal structure of network port transformer

变压器的变比精度是±2%，可实现无失真的以太网信号传输。网口变压器内部集成共模电感，其对电路中共模干扰具有抑制作用。对于电流型PHY来说，上述结构的网口变压器共模电感必须置于线缆侧；对于电压型PHY，变压器的共模电感置于线缆侧，相比放置在PHY侧，其具有更好的EMC防护性能。

网口变压器线缆侧的中心抽头需要进行如图7所示的Bob Smith端接，其主要作用是提供网口任意两对差分信号间150 Ω的阻抗匹配。75 Ω的端接电阻器需要通过一个耐压不低于2 000 V的1 000 pF电容器连接到保护地上，为共模干扰信号提供一个回流的路径。

图7 Bob Smith端接Fig.7 Bob Smith termination

影响以太网网口的瞬态事件本质上可分为共模干扰和差模干扰。在共模浪涌期间，所有导体都相对于地面产生相同的瞬时电压。由于所有导体都处于相同电位，因此电流不会从一个导体流到另一导体，而是通过设备流向接地线。如图8所示，电流的常见路径是通过变压器中心抽头和Bob Smith终端电阻经导体流向接地线。

图8 共模浪涌电流Fig.8 Common mode surge current

3.2 电容器隔离

两个网口之间通信除了利用网口变压器进行隔离外，在采用CPCI背板通信以及同一块PCB板上两个网口点对点通信时，两个网口是共用一个信号地，且不需要通过网口变压器中心抽头提供电压，此时可以采用电容器隔离的方式。这样不仅可以节约物料成本，还可以节省PCB布局空间，这两点优势在工程实践中至关重要。

两个网口不需要对外通信时，可以采用电容器替代网口变压器，如图9所示。该电容器的容值一般为1～100 nF，具体取值需要根据不同的电路和PHY芯片品牌进行实际测试来确定，其连接关系如图9所示。

图9 电容器隔离Fig.9 Isolation with capacitors

电容器在电路中主要是起到AC耦合的作用，这样，即使采用不同的共模电压，不同PHY之间也能够互相通信。

3.3 TVS滤除差模干扰

以太网端口会遭受外部瞬态事件的威胁，如静电放电（ESD）、电快速瞬变（EFT）、浪涌（surge）等，外部TVS通常用于保护以太网PHY芯片，使其免受这些威胁。

出现在同一电缆中两个导体之间的浪涌称之为“差分浪涌”。存在差分浪涌时，如图10所示，电流将通过变压器流入差分对中一条线路上的以太网端口，并从另一条线路上的端口流出。流经变压器一次侧绕组的瞬态电流会在二次侧绕组上感应出浪涌电流。

图10 差分干扰路径Fig.10 Differential interference path

在某些情况下，共模干扰可以转换为差模干扰，如在网口差分对正负线的阻抗出现不一致的地方，共模干扰就会转换成差模干扰。TVS能够在电路中滤除差模干扰，防止以太网PHY芯片遭受EMC干扰，保障PHY芯片的正常工作。

在实际电路中，如图11所示，TVS的位置布置有两种选择：第一种是靠近PHY芯片，如图11的位置A；第二种选择是靠近连接器M12，如图11的位置B。将TVS放置在位置A的好处是能对PHY芯片提供最直接的保护。TVS的峰值脉冲功率通常在100 W之内，从而可以实现小结电容和低箝位电压。将TVS置于B位置的好处是在对外接口处进行保护，尽可能将干扰在电路入口进行消除，但是无法消除因为网口变压器造成的差模干扰。

图11 TVS管布置Fig.11 Layout of TVS

4 M12连接器的选型

IEC 61375标准中规定了100 Mb/s电口的列车以太网通信规范统一为100BASE-TX类型。列车以太网数据的传输使用超5类屏蔽双绞线，并使用D型编码M12圆形连接器，以保证良好的屏蔽与数据传输效果。

M12连接器在屏蔽上可以采用M12金属外壳接网络模块外壳的接保护地方式。但是为了增加屏蔽连接的可靠性，还可以采用5芯的M12连接器，除了传输以太网信号的4芯外，额外增加第5芯作为接地屏蔽针，直接在电路中将M12连接器的外壳接到保护地上，保证了屏蔽连接的连续性和可靠性。

M12连接器常见的封装形式有THT、THR和SMD。THT封装的M12连接器在生产时，适合波峰焊；THR和SMD封装的M12连接器在生产时，适合回流焊。在PCB布置空间很有限的情况下，THR和SMD封装的M12连接器更有优势。

5 物理层信号的PCB走线

在以太网物理层电路的PCB设计中，很多因素会直接影响网口的性能和可靠性，一个完整的物理层电路如图12所示。

图12 以太网物理层电路Fig.12 Physical layer circuit for Ethernet

在进行以太网网口PCB布置时，PHY芯片需要靠近MAC放置（距离不要超过15 cm），网口变压器靠近网口连接器放置（距离不要超过12 cm）。TVS可以根据应用环境选择放置在PHY侧还是连接器侧，或者两个地方都同时都放置。

在MAC与PHY之间的MII和RGMII收发通道上，数据信号都需要参考各自通道的时钟信号做等长控制，且收发通道之间也需要控制长度一致。SGMII和QSGMII中间需要AC耦合电容器，AC耦合电容器一般放置在接收端，且需要保证正负差分线上的电容器到PHY芯片的PCB走线距离相等。

在进行以太网网口MDI信号的PCB设计时，不同MDI信号差分线对之间的长度差不要超过800 mil（1 mil=0.025 4 mm），同一对MDI差分线的正负线长度差不要超过20 mil。MDI差分信号尽量参考地平面，而不是电源平面，且通过打过孔来换走线层时除了需要添加回流地孔外，还要保持参考平面不变。

6 物理层的一致性测试

在通信网络中，物理层接收端需要从接收数据中恢复时钟信息来保证同步，这就需要线路中所传输的二进制码流有足够多的跳变，即不能有过多连续的高电平或低电平，否则无法提取时钟信息。100BASE-TX以太网用的是4B/5B编码与MLT-3编码组合的方式，发送码流先进行4B/5B编码，再进行MLT-3编码，最后再上线路传输。如图13所示，100 Mb/s信号在经过4B/5B编码后会变成125 Mb/s信号，再经过MLT-3的编码后，信号频率会集中在31.25 MHz。

图13 物理层信号频率图Fig.13 Frequency diagram of physical layer signal

为了保证列车上基于以太网的网络控制系统中各设备的互联互通，对以太网物理层进行一致性测试是一种有效的手段。以太网物理层一致性测试的主要指标包括输出电压幅值、信号上升时间和下降时间等[14]。

在以太网的物理层一致性测试中，回波损耗是一项重要的指标。通过测量回波损耗，可以很清楚地知道单板设计的阻抗与双绞线的特性阻抗之间的关系，且单板被测网口的回波损耗越小，单板的输入阻抗与双绞线阻抗匹配得越好。由于这项指标与很多因素有关，往往也是一致性测试中最容易出问题的地方。

回波损耗的影响因素包括：

（1）连接器的性能（如阻抗参数）；

（2）PCB走线中差分对的长度、阻抗匹配和走线过程中过孔数量；

（3）网口变压器的回波损耗参数；

（4）TVS管芯片的引脚寄生参数。

针对回波损耗测试不通过的情况，除了改善以上4个方面，还可以通过在网口差分对信号上增加匹配电阻的方式改善回波损耗性能。

7 结语

以太网在轨道交通车辆中得到了越来越广泛的应用，研究以太网物理层电路对于改善列车以太网通信质量、提高基于以太网的整车网络系统的可靠性起到了重要作用。本文研究了以太网物理层PHY芯片的阻抗匹配、网口变压器中心抽头的电源滤波、MAC与PHY芯片之间不同通信接口异同点与设计关键点；从物理层隔离方式和TVS使用的角度分析了以太网物理层防护电路的原理和设计方法；最后还研究了以太网物理层一致性测试的影响因素以及轨道交通行业所用M12连接器的使用要点。本文所设计的物理层电路在轨道交通领域的动车、城轨和地铁等车辆上得到了广泛应用，现场运行状况稳定、可靠。