李 超，顾吉星，霍建玲，刘松堂

（1.国家海洋技术中心，天津300112；2.自然资源部海洋观测技术重点实验室，天津 300112；3.国家海洋局烟台海洋环境监测中心站，山东 烟台 264010）

进入21 世纪，人类对海洋的探索由海面延伸到几千米甚至万米水深的海底，海面和空间的观测技术显得捉襟见肘，一种全新的监测技术孕育而生——有缆海底原位在线监测技术。科学家在实验室即可实时浏览海底监测仪器上传的数据，并远程控制仪器的工作状态。海底原位在线监测技术既摆脱了船舶监测的船时限制，又不受恶劣天气的影响，还能通过因特网技术将大容量的视频图像源源不断地传到实验室，使人们亲眼看到海底的景象，开辟了海洋监测的新时代[1]。随着海洋观测技术的发展，鉴于海底原位在线监测技术的优势，越来越多的国家开始有缆海底观测系统的研究和建设。美国在有缆海底观测技术方面是起步最早、种类最多、技术最全的国家，目前建有不同专业用途的海底站网近20 个。1996 年建成的长期生态系统观测站（Long-term Ecosystem Observatory，LEO） 是美国第一个有缆海底观测系统，用于长期观测近岸大陆架海水的生态环境[2]。2015 年建成的美国海洋观测计划（Ocean Observation Initiative，OOI）是目前世界上区域最大、观测范围最广、传感器种类最多的有缆海底观测系统[3-4]。加拿大在2009 年建成的东北太平洋时间序列海底联网试验网（North-East Pacific Time -series Undersea Networked Experiments，NEPTUNE）是世界上最早的真正意义上的区域性海底观测网，主干网全长800 km，最大水深2 660m[5-6]。此外，日本也建成了地震和海啸海底观测密集网络（Dense Ocean-floor Network System for Earthquakes and Tsunamis，DONET）[7]。与国外相比，我国在有缆海底观测技术方面起步较晚，但近些年在国家多个部门的支持下，我们加快了这个领域的研究进度，也取得了一定的成果，如同济大学于2009 年在东海小衢山建立了国内首个海底观测试验站、中国科学院南海海洋研究所于2013 年建成海南三亚试验站，以及浙江大学于2014 年在东海建成的摘箬山岛海底观测网络示范系统等[8-9]。

有缆海底观测系统是由岸基站、光电复合缆和海底控制舱组成的长期海底原位在线观测系统，控制舱的主要功能是完成电压变换和网络通信。控制舱将岸基站输送到水下的高压直流电压（通常为几百伏到一万伏）变换成直流低压（通常为12～48 V），通过统一的供电接口给科学仪器供电。控制舱供电通常由继电器控制，继电器吸合瞬间会在供电线路上产生一个很大的电流，这就是我们通常说的浪涌电流。浪涌电流产生的原因主要由供电线路上的等效电容和控制舱内滤波电容引起，电容的等效电阻很小，因此会产生很大的电容充电瞬时脉冲电流，也称为输入浪涌电流[10-11]。浪涌电流的尖峰可能比稳态电流大几倍甚至十几倍，如不加以抑制，很容易造成后级电路保护器件烧毁、继电器开关触点熔焊及元器件受损等故障，严重影响控制舱的正常运行，进而影响整个海底观测系统的运行安全。因此，浪涌电流的抑制对控制舱的稳定运行至关重要，本文在分析浪涌电流产生机理的基础上，对浪涌电流抑制电路开展研究，分析了现有传统浪涌电流抑制电路的优缺点，设计了基于金属-氧化物半导体场效应晶体管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）的母线浪涌电流抑制电路，并详细介绍了元器件参数的计算过程，最后通过实验和示范运行对电路的性能进行验证。

1 浪涌电流产生原因分析

海底观测系统控制舱电源变换系统框图如图1所示。Cr 为岸站到控制舱之间母线的等效电容，母线越长Cr 值越大，当母线长为几十米时，Cr 可忽略不计，但当达到几公里甚至更长距离时，则需考虑Cr 对浪涌电流的影响。为了抑制传导干扰，在直流/直流（Direct Current/Direct Current，DC/DC）变换器的前端通常会设置电磁干扰（Electro Magnetic Interference，EMI）滤波电路，其中含有数值较大的滤波电容。另外，DC/DC 变换器本身为了滤除一些低频和高频干扰噪声，也含有大量的电容。继电器吸合瞬间，电源对滤波电容充电，直至电容充满电后电压稳定。由于电容的等效电阻很小，充电时近似于短路，因此会产生很大的瞬时浪涌电流，且电容容量越大，浪涌电流也越大[12]。

图1 控制舱电源系统框图

2 传统浪涌电流抑制电路

根据上述对浪涌电流产生原因的分析，通常采用在母线的输入端串联抑制性器件进行浪涌抑制。目前，较为传统的浪涌电流抑制方法主要有3 种[13-14]。

（1）串联电阻。在母线上串联电阻，通电瞬间通过电阻给后面的电容充电，由于电阻具有较高的阻抗，从而减小浪涌电流。但这种方法存在缺点，系统正常工作后，串联的电阻会持续产生功率损耗。因此，对电路进行改进，在电阻上并联继电器，在系统正常工作后，通过延时电路控制继电器吸合将电阻短路，此电路形式相对复杂，需要有专门的延时电路控制继电器。

（2） 串联负温度特性的热敏电阻（Negative Temperature Coefficient Thermistor，NTC）。NTC 的阻值与温度成反比，常温下电阻较大，利用自身的高阻特性抑制浪涌电流，通电后由于自身损耗产生热量，其阻值随之降低，自身功耗也随之降低。该电路的优点是结构简单，缺点是关机后立即再次开启，NTC 电阻会失去浪涌电流抑制效果，原因是NTC 电阻已经处于高温状态，阻值已经非常小。

（3）串联电感。在母线上串接一个差模电感，电感前的母线上并联一个快恢复型二极管用于续流。电路的原理是利用电感抑制电流不能突变的基本特性，从而达到抑制浪涌电流的作用。该电路的优点是结构简单，实现方便。缺点是电感串联在回路中，产生功率损耗。另外，由于电感的体积较大，也不利于空间有限的水下密封舱体内安装。

3 基于MOSFET 场效应管的新型浪涌电流抑制电路设计

3.1 MOSFET 场效应管的工作原理

如图2 所示，MOSFET 场效应管在栅极电压控制下的导通过程分为4 个阶段[15-16]。

图2 MOSFET 场效应管的导通过程曲线

第1 阶段：t0～t1，栅极电压UGS由零上升到开启电压UTH，这个阶段漏源极电流IDS几乎为零，管子处于截止状态。

第2 阶段：t1～t2，栅极电压UGS由开启电压UTH继续上升到米勒平台电压，漏源极电流IDS逐渐增大，这个阶段管子导通并工作在可变电阻区。

第3 阶段：t2～t3，栅极电压UGS维持在米勒平台电压，管子完全导通并工作在放大区，漏源极电流IDS达到饱和并维持恒定。

第4 阶段：t3～t4，栅极电压UGS由米勒平台电压继续增大至管子的驱动电压，此时管子完全导通。

MOSFET 场效应管是电压控制型器件，当其工作在可变电阻区，即导通过程的第2 阶段时，可以看作是一个压控电流源，漏源极电流IDS随栅极电压UGS近似呈线性增大，控制栅极电压的变化就能控制流过漏源极的电流大小。因此，通过适当延长MOSFET 管栅极输入电压建立的时间，控制其在可变电阻区的导通过程，使母线上的浪涌电流得到控制。

基于MOSFET 场效应管的浪涌电流抑制电路，除了能够解决传统电路本身固有的缺点外，还具有体积小、开关速度快、损耗小和驱动方式简单的特点，辅以简单的外围器件即可方便的搭建浪涌电流抑制电路。根据内部导电沟道的不同，MOSFET 场效应管可分为P 沟道和N 沟道两种类型，因P 沟道的MOSFET 导通电阻大、价格高和替换种类少等原因，本文选用N 沟道MOSFET 设计浪涌电流抑制电路。

3.2 MOSFET 场效应管浪涌电流抑制电路设计

如图3 所示，输入电压为直流375 V，基于MOSFET 场效应管的浪涌电流抑制电路由MOSFET场效应管、电阻、电容和稳压管等无源器件组成。图中VT 为N 沟道MOSFET 场效应管，R1、R2 为分压电阻，R3 为限流电阻，C1 为充电电容，Cr 和Rr 为供电系统总的等效电容和等效负载。

图3 浪涌电流抑制电路

继电器J 吸合瞬间，由于电容C1 两端电压不能突变，VT 的栅极电压UGS被钳位在0 V，VT 截止，Cr 上没有充电电流。随着输入电压经过电阻R1 给电容C1 充电，栅极电压UGS逐渐升高，等到达开启电压UTH后，VT 开始导通并工作在可变电阻区，此时电流IDS由零逐渐变大，开始给电容Cr 充电直至充满。随着UGS继续升高到米勒平台电压，最后稳定在设计的驱动电压值，VT 完全导通。整个电路通过电阻R1、R2 和电容C1 的值调整VT 栅极电压UGS的上升斜率，控制电流IDS的大小，使电路得到较好的浪涌电流抑制效果。

由式（4）可知，选用热阻小于5 ℃/W 的散热器即可保证SPA15N60C3 场效应管的结温不超过150 ℃，选好散热器后再通过实际测量管子外壳的温度进行修正。

（2）其他无源器件参数

电路中其他无源器件包括电阻、电容和稳压管。MOSFET 场效应管栅极的驱动电压不能超过20V，通常取10～15 V，驱动电压由电阻R1 和R2 分压获得。分压的同时，为了降低电阻上的损耗，需增大阻值以降低电流，R1 取510 kΩ、R2取18 kΩ，根据欧姆定律可计算驱动电压约为13 V。R1的功率损耗约为0.257 W，R2功率损耗约为0.009 W，R1和R2可选择5%精度的金属膜电阻，功率分别为1 W 和0.25 W。R3为场效应管栅极限流电阻，通常取几欧姆到十几欧姆，可采用5%精度的金属膜电阻，阻值5.1 Ω，功率0.25 W。稳压二极管D1用于保护场效应管不会因栅极电压过高而损坏，可选用1N5245，其稳压值15 V，功率0.5 W。

R1的阻值确定以后，电容C1 的大小决定着场效应管栅极电压建立的快慢。继电器J 吸合后，电源经过电阻R1对C1 进行充电，C1上电压与时间的变化关系如式（5）所示。

3.3 试验验证

浪涌电流抑制电路板设计完成后，在核电站致灾生物监测项目的供电系统中应用并加以验证。监测系统供电控制舱电压变换控制板如图4 所示，包括浪涌电流抑制板和电压变换控制板。电压变换控制板输入电压375 V，输入滤波电容200 μF，电压变换后共有4 路输出，其中1 路48 V、2 路24 V、1 路12 V，输入和输出均设有电压、电流信号采集。

图4 电路板实物图

测试仪器为YOKOGAWA DL950 示波记录仪，分别测量了输入母线上接入浪涌电流抑制电路板和没有接入浪涌电流抑制电路板两种情况下的浪涌电流，如图5 和图6 所示。图片中下半部分为上半部分浪涌电流的局部放大，从局部放大图中可以看到有两个电流尖峰，第一个电流尖峰是开机瞬间给电路板上的两个滤波电容充电的电流，即主要的浪涌电流。第二个电流尖峰是给滤波电容充满电后，后级的DC/DC 变换器开始工作时的浪涌电流。未接入浪涌电流抑制电路板时，开机瞬间母线上的浪涌电流峰—峰值为11.55 A，接入浪涌电流抑制电路板后的浪涌电流峰—峰值为4.14 A。可以看出，浪涌电流抑制电路将浪涌电流限制在了合理范围内，有效降低了母线上的输入浪涌电流，取得了预期的抑制效果。

图5 未接入浪涌电流抑制板的浪涌电流波形

图6 接入浪涌电流抑制板的浪涌电流波形

4 结 论

本文通过对浪涌电流产生原因的分析，提出了一种基于MOSFET 场效应管的浪涌电流抑制电路，并成功应用在国家重点研发计划“滨海核电站取水区典型致灾生物立体监控系统及应用示范”项目致灾生物监测供电系统中。在没有接入浪涌电流抑制板时，开机瞬间，电源直接给电容充电，瞬间充电电流达到11.55 A，势必对电路中元器件造成冲击，影响使用寿命。接入浪涌电流抑制板后，开机后串联在母线上的MOSFET 场效应管SPA15N60C3 并未导通，母线上的电流为零，随着栅极电压逐渐增高，SPA15N60C3 开始工作在可变电阻区，母线上开始出现充电电流并逐渐增大，最大充电电流为4.14 A。随着电容上的电压逐渐升高，充电电流逐渐减小，当电容充满电后，电流稳定在系统空载电流值，约0.3 A。对比浪涌电流的大小，接入浪涌电流抑制板后，浪涌电流减小为原来的三分之一。实验证明，基于MOSFET 场效应管的浪涌电流抑制电路能够很好地起到供电母线上浪涌电流的抑制作用，有效地保护后级元器件，提高供电质量。致灾生物监测系统于2021 年9 月布放在海南昌江核电冷源取水口，截至目前供电系统一直稳定运行，保障系统获得实时的监测数据。示范期间经历多次人为停断电，恢复供电以后，系统均能正常工作，通过上位机监控软件显示浪涌电流均在可控范围内，示范运行结果表明浪涌电流抑制方案的可靠性和稳定性。