胡 鑫，蔡 铖，毛梦婷，高芝彤，徐兆麟，赵海玲

(国网丹阳市供电公司,江苏 丹阳 212300)

0 引 言

现如今，交-直-交供电模式广泛应用于交流调速系统中[1]，即电网电压整流后再经过三相电压源型逆变器逆变为三相交流电再传输到电机中。在传统电路中，逆变器直流母线侧通常并联一个几百至几千微法的电解电容，该电容能够起到稳压的作用。然而，电解电容存在以下缺点：首先，其内部电解液会随着温度升高而蒸发导致电解电容容值变化。经测试，普通的电解电容在105摄氏度条件下的寿命只有数千小时，在此基础上，每升高十摄氏度寿命便会减半。其次，由于直流母线侧有大电容，电网输入侧的电流会断续，从而产生谐波影响到整体的电能质量。据统计，60%的驱动电路故障都是由电解电容损坏而导致的[2]。因此，设计出一种无电解电容驱动系统已经成为当下研究热点。此外，所设计的电路符合相应的谐波标准时，才具有实际意义。

近年来，国内外学者研究无电解电容驱动系统主要有两种做法[3-8]：首先是使用单相无电解电容变频器拓扑结构，即在单相交流电源供电下，直接将单相桥式整流电路和三相电压源型逆变器之间的电容替换为容值为几十微法的小电容。在这种简单的电路拓扑上，可以更改电机侧控制策略，将电机作为功率解耦的一部分，使其吸收电网侧的脉动功率，从而达到输入侧高功率因数的目的。

文献[7]提出了一种逆变器输入功率跟踪法，在电机转速环与电流环中加入了一个功率环，然后使用重复控制器对逆变器的理想输入功率进行跟踪，使得实际输入功率为一个2倍于电网频率的正弦信号，从而将输入电压和输入电流同相，提高了系统的功率因数。文献[4]使用比例谐振控制器同样实现了逆变器功率输入跟踪，在此基础上又提出了一种逆变器功率补偿法，能够更加精确的跟踪输入功率，进一步提高了输入侧功率因数。

除了在电机控制环中增加功率环以外，还有一些学者提出了抬升直流母线电压，从而提升功率因数的控制策略。文献[9]提出了一种梯形波转矩注入法，该方法抬升了整流桥的输出电压，让二极管的导通角度变宽，系统性能得以提高。文献[6]抬升了直流母线电压，但是也导致了电网电流断续，为此又采用了控制输出电压矢量的方法使输入侧电流谐波满足IEC61000-3-2谐波标准。

第一种方案的优点在于电路结构简单，无需加装额外功率因数校正电路，系统体积小，功率密度高。然而，这种策略也存在着电机侧功率波动大，电机转矩脉动大等缺陷。因此只适用于空调压缩电机等高速，小负载的系统中。

第二种方法是设计新型无电解电容功率变换器拓扑，具体做法是在单相不控整流桥与逆变器之间添加一个功率解耦电路。文献[3]设计了一种类Z源的逆变器，并且使用了谐波注入法来抑制直流母线电压的波动。但是这一电路结构复杂，并且只适用于大惯性负载。文献[11]在传统电路中直流侧电容上串联一个IGBT从而控制能量流向，并且对该IGBT进行斩波控制，这一控制策略提高了电能的利用率，并且保证电机三相电流连续。然而这一拓扑电路只适用于小功率场合，且效率不高。文献[12]在四开关三相逆变器的基础上，提出了预测控制算法来控制整流侧的两个开关管，再配合MTPA控制策略控制电机，从而达到了网侧功率因数高，电机侧性能好的效果。

本文以无刷直流电机为控制对象，提出了一种新型无电解电容功率变换器，并建立了系统功率平衡方程，通过该电路在不同工作状态下的充放电，从而抵消了电网侧的功率波动，在减小了直流母线电容的同时保证了电机的性能。并且，该电路能确保输入侧电流跟踪电压相位，实现了单位功率因数控制，减小了电网电流的谐波含量。其次，针对直流无刷电机的换向转矩脉动，使用了一种移相控制策略，有效抑制了转矩脉动，提高了整个控制系统的动态性能。最后，通过仿真和实验验证了该无解电容控制系统的有效性，电网侧电流谐波含量符合IEC61000-3-2标准。

1 新型无电解电容功率变换器

1.1 功率平衡原理

图1给出了新型无电解电容变换器拓扑，由单相交流电源，单相桥式整流电路，新型功率解耦电路，逆变器以及无刷直流电机构成。设电网输入电压幅值为Vs，输入电流幅值为Is，在功率因数为1的情况下，二者同相。则输入端的瞬时功率为

(1)

式中,ω为电网的角频率，由公式可知输入瞬时功率由两项组成，一项为恒定值，另一项为2倍于电网频率的余弦变化量。

为使电机侧获得平稳的功率，可得解耦电路的功率表达式为

(2)

由式(1)和式(2)得到系统的功率平衡方程：

Ps+Pbuf=PM

(3)

式中，PM为电机侧的功率，根据式3绘制出了如图2所示的功率守恒原理图。当Pbuf为负时，解耦电路储存电能，吸收了电网功率；当输入功率不足以供给电机正常运行时，解耦电路释放电能，确保电机侧功率不变，起到了能量缓冲的作用。电机侧功率为恒定值，可以表示为

(4)

图1 新型无电解电容变换器拓扑

图2 功率守恒原理

1.2 新型功率解耦电路工作原理

图1为本文提出的新型无电解电容变换器拓扑，在A，B模块中间的电路是本文提出的新型功率解耦电路。该电路共有三种工作模式，图3给出了各个模式的电流流向。

工作模式1：S1和S2全部闭合。电网给电感L1充电，此时仅由电容C1，C2给电机供电。电感吸收电能，电容释放电能。

工作模式2：S1断开，S2闭合。电网与电感L1同时给C1，C2和电机供能，此时电感释放上一工作模式中储存的电能，电容C1，C2吸收电能。

工作模式 3：S1和S2全部断开。此时电网以及电路中的所有储能元件都给电机供电。

图3 解耦电路工作模式

综上所述，在不同模式中，电网和解耦电路分时交替向电机提供电能，使用这一电路不仅减小了直流母线电容的容值，同时电机侧获得平稳的功率，提高了系统的鲁棒性。

1.3 参数设计

本文所提出的新型功率解耦电路包含两个开关器件S1，S2，一个电感L1以及两个电容C1，C2。本节将介绍其中储能元件的参数设计。

从图2可知，若要使输出功率PM为恒定值，解耦电路的功率必须与脉动的电网功率互补，因此可以得到储能元件中的电能为

(5)

由式(5)可知，储能元件中的能量由输出功率以及电网角频率ω决定。电容储存的电能公式可表示为

(6)

式中，Uc_max和Uc_min分别为一个周期内电容两端电压的最大值和最小值。将式(6)带入式(5)中，可得电容容值的计算公式为

(7)

同样的，可以得到电感感值公式为

(8)

其中，IL_max和IL_min分别为一个周期内流过电感上电流最大值和最小值。

本节介绍了解耦电路的工作原理，包括功率平衡原理以及电路的三种工作模式。电路中的两种储能元件参数的设计也进行了详细的描述，电路以及电机的控制方法将在下一节中进行论述。

2 控制策略研究

2.1 新型功率解耦电路控制

(9)

式中，Vs为输入电压幅值，θ为输入电压的相位角，可以通过锁相环模块采样电网电压获得θ，PM为电机侧功率，若忽略逆变器上的损耗，则PM可以等效为无刷直流电机的输出功率：

PM=TΩ

(10)

(11)

图4 解耦电路控制框图

开关S1的作用是控制电感L的充放电，开关S2的不仅要控制电容C1，还要配合S1共同控制系统的功率因数。当S1和S2共同闭合时，系统进入工作模式一，输入侧引入电网电流，提高了输入电流的正弦度。

图5给出了S2的驱动信号产生原理，当脉动的输入功率大于电机功率时，即在图中的黑色区域时，S2的控制信号与S1相同，此时电路进入工作模式二，电网给电容C1和C2充电；当输入功率小于电机功率时，开关S2断开。电路进入工作模式三，电容C1和C2同时放电。

图5 开关S2控制原理

2.2 无刷直流电机换相转矩脉动抑制

无刷直流电机通常使用两两导通方式运行，即同一时刻只有两相电枢绕组通电，每隔60°电角度变换一次。以图一的逆变器为例，开关管的导通顺序依次为T1T2——T2T3——T3T4——T4T5——T5T6——T6T1。

在两两导通控制方式下，因为电机内部电感的续流以及总有一相绕组悬空，所以在换相过程中会产生较大的转矩脉动，从而影响电机的性能。针对两两导通控制，有五种PWM发波方式，分别为H_pwm-L_on、H_on-L_pwm、pwm_on、on_pwm、H_pwm-L_pwm。经理论分析[11]，常用的pwm_on发波方式换相转矩脉动最小。本小节以pwm_on方法为基础，提出了一种移相控制方式。

图6 移相控制示意图

在普通的pwm_on控制中，每个开关管的控制信号中，pwm和直通信号各占一半，即各占60°电角度。图6给出了本文提出的移相控制示意图，在该方法中，每个pwm信号在换相时刻延长一段时间后再切换为on信号，经仿真验证，这种方法有效地减小了换相时刻的转矩脉动。

图7是使用移相控制前后的转矩波形，由波形对比可知，图7(a)的转矩脉动为25%，图7(b)中的转矩脉动为9%。经仿真验证后得出以下结论：使用移相控制显著的减小了无刷直流电机换相时刻的转矩脉动。

图7 仿真波形

本文所提出的无刷直流电机无电解电容控制系统如图8所示，电网侧需要控制新型功率解耦电路中的两个功率器件S1，S2，电机采用了滞环控制策略，并增加了移相控制算法。

图8 系统控制框图

综上所述，本节介绍了新型功率解耦电路的工作原理，通过控制S1和S2两个开关器件的切换，使得电路工作在三种不同的模式下。其优点在于不仅提高了系统输出侧的功率因数，并且在母线电容替换为两个容值为20 μf的小电容的情况下完成了功率解耦，促使电机侧功率平稳，改善了系统的鲁棒性，并且负载电机获得良好的动态性能。针对无刷直流电机的换相转矩脉动大的缺点，提出了移相控制策略，经验证，该方法能有效地抑制无刷直流电机的换相转矩脉动。

3 仿真及实验结果分析

3.1 仿真验证

为验证本文提出的无电解电容控制系统的可行性，在PSIM仿真环境下建立了该系统的仿真模型。仿真条件如下：单相输入的交流电压为150 V，电网频率为工频50 Hz，新型功率解耦电路中的电容C1=C2=20 μF，电感L=0.5 mH，电机给定转速为1600 r/min，负载转矩为1 Nm，无刷直流电机的极对数p=4，定子电阻Rs=1 Ω，定子电感Ls=0.00207 H。

图9给出了新型功率解耦电路的波形，分别为电网电流ig和电网电压ug。从图中可以看出，电网电压和电流均为工频50 Hz，可以看出电网电流与电网电压相位相同，经检测，输入侧功率因数高达99.2%。

图10为电网侧电流ig的FFT分析结果，由图可以看出，电网电流虽然含有一定比例的谐波，但是总体符合IEC-61000-3-2的A类标准。图9，图10说明了本文提出的新型功率解耦电路提高了电网侧的功率因数，减小了输入侧的电流谐波。

图9 输入侧波形

图10 电网电流谐波含量

图11 电机三相电流对比

图11(a)为单相整加大电容的传统电路控制下的无刷直流电机三相电流波形，图11(b)为使用新型无电解电容功率变换器系统控制下的无刷直流电机三相电流波形。通过对比可以看出，新型无电解电容驱动系统的电流波形良好，转矩脉动与传统驱动系统相差不大。

图12给出了电机的转速曲线对比，从图9～图12可知，本文提出的新型功率变换器及其控制策略不仅提高了输入侧电能质量，并且确保了电机转矩、转速响应平稳。仿真结果表明，本文所提出的无电解电容控制系统具有一定的实际意义。

图12 转速波形对比

3.2 实验结果

最后，基于本文提出的无电解电容控制系统搭建了实验平台，由以下几部分组成：电机驱动板，新型功率解耦电路，单相不控整流电路，电网输入为单相50 Hz工频交流电，主控芯片采用TI公司生产的TMS302F28335。实验条件为：负载转矩1 N m，转速为1400 r/min

图13 电网侧波形

图14 电网电流FFT分析结果

图14为电网电流ig的FFT分析结果，该电流的谐波含量满足IEC61000-3-2标准，充分说明了新型功率解耦电路的有效性。

图15 电机三相电流波形

图15给出了无刷直流电机的三相电流波形。可以看出，在无电解电容控制系统下，三相电流波形为标准的方波，幅值和相位对称，电流脉动小，电机的转矩性能良好。

4 结 论

本文在功率平衡理论的基础上提出了一种新型功率解耦电路，分析了该电路的工作模式，并给出了电路原件的参数设计。该电路能然后配合该电路，提出了一种抑制无刷直流电机转矩脉动的控制策略。经仿真和实验验证，得到以下结论：

(1)使用新型无电解电容变换器后可以提高电网侧的功率因数，降低电网电流的谐波含量，改善了电网侧的电能质量。

(2)该系统完成了功率解耦，通过功率解耦电路的工作确保了电机侧功率的平稳，提高了负载侧电机的性能。

(3)实验结果表明，新型无电解电容控制系统在应用于无刷直流电机时，有效的抑制了换相转矩脉动，具有一定的实际意义。