王伦月，王 雄，陈洁莲，吴雪峰，翁星方

（1.贵阳市城市轨道交通集团有限公司，贵州 贵阳 550000；2.株洲中车时代电气股份有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

随着大量非线性负荷的投入运行，电网谐波污染问题日益严重，而人们对高性能电力传动技术的需要在不断增长，PWM整流技术已引起人们越来越多的关注［1-2］。三相PWM整流器具有输入电流正弦、单位功率因数、直流电压输出稳定、良好的动态性能的优势，并可实现能量的双向流动［3］。PWM整流器在城市轨道交通（简称“城轨”）供电领域替代24脉波二极管整流器已是未来发展方向［4-6］；但因IGBT器件的过载能力远不如大功率二极管的，在直流接触网发生短路时，PWM整流器需并联二极管桥旁路以提高抗短路能力［7］，而二极管桥与PWM整流器并联产生的环流问题是阻碍PWM整流器在牵引供电领域广泛应用的难题之一。

为此，本文提出一种新型城轨牵引供电整流装置拓扑及其环流抑制方案，其采用多个PWM整流器并联方式，同时PWM整流器也与二极管整流桥直接并联。多个并联PWM整流器采用特定角度载波移相调制算法，可成功抑制PWM整流器与二极管整流桥之间的环流问题，确保PWM整流器工作时二极管桥的安全；同时在直流接触网发生短路时，二极管桥提供短路电流，从而确保PWM整流器IGBT器件的安全。

1 PWM整流器与二极管整流桥并联环流抑制一般方法

PWM整流器与二极管整流桥并联运行时，抑制流经二极管环流的方法一般有3种。

第一种抑制方案如图1所示，其不需要隔离变压器，但滤波电抗器是必不可少的，且需要单独放置［8-10］。该方案环流的大小取决于PWM整流器的开关频率以及环流抑制电抗器电感的大小，且需要增加硬件投入与设备体积。

图1 第一种抑制环流方案Fig.1 The first solution to suppress circulation

第二种抑制方案如图2所示，其在PWM整流器交流侧接入隔离变压器，以隔断环流路径。隔离变压器可通过漏抗的形式集成交流侧滤波电抗器，也可以将此滤波电抗器外置［8-10］。该方案虽然能抑制环流，但是需要增加隔离变压器，增加了装置成本和体积。

图2 第二种抑制环流方案Fig.2 The second solution to suppress circulation

第三种抑制方案如图3所示，其在二极管整流桥直流侧增设可控功率器件［8-10］，在只需要PWM整流器运行时将可控功率器件断开，从而切断环流回路。显然此种方案不适用于PWM整流器和二极管整流桥同时运行的情况，且同样也存在增加装置成本及体积的问题。

图3 第三种抑制环流方案Fig.3 The third solution to suppress circulation

综上可知，第一、二种传统的环流抑制方案增加了整流装置的成本、体积与损耗；第三种方案不仅增加了整流装置的成本、体积和损耗，而且还不适用于需要二极管整流桥和PWM整流器同时投入工作的场合。因此，迫切需要研究出一种在无需增加任何硬件投入的情况下使PWM整流器和二极管整流桥并联运行时的环流大大降低、满足应用需求的方案。

2 牵引供电整流装置环流抑制方案设计

针对PWM整流器与二极管整流桥并联运行时的环流问题，下面首先对环流产生机理进行分析，在此基础上提出一种无需额外增加硬件投入的环流抑制拓扑及其控制方案。

2.1 环流产生机理分析

以一个PWM整流器与一个二极管整流桥并联为例来分析环流产生的机理，图4示出PWM整流器与二极管整流桥并联模型。其中，Ea、Eb、Ec分别为A相、B相、C相的电网电动势，PWM变流器交流侧电感两端的电压分别为Va、Vb、Vc。以A相二极管D1两端的电压为例，从PWM整流器3种典型的电流路径来分析PWM整流器和二极管整流桥之间的环流。

图4 PWM整流器与二极管整流桥并联模型Fig.4 Model of PWM converter and diode rectifier bridge in parallel

PWM整流器3个桥臂有0和1两种开关状态，其中“1”表示上管开通、下管关断，“0”表示下管开通、上管关断。3个桥臂两种状态总共有8种组合情况。去除3个上管全开通和3个下管全开通的情况，同时考虑上、下管的对称性，本文选取100、101和110这3种典型的电流路径进行分析。

（1）当脉冲为100，即Q1、Q6、Q2开通，Q3、Q5、Q4关断，此时的通路如图5所示箭头路径。

图5 脉冲为100时PWM整流器与二极管整流桥之间的通路Fig.5 Path between PWM converter and diode rectifier bridge when the pulse is 100

根据图5中的电流通路，有

式中：Vdc——中间电容器的电压。

此时，二极管D1两端由于存在反压，不会导通。

（2）当脉冲为101，即Q1、Q5、Q6开通，Q2、Q3、Q4关断，此时的通路如图6所示箭头路径。

图6 脉冲为101时PWM整流器与二极管整流桥之间的通路Fig.6 Path between PWM converter and diode rectifier bridge when the pulse is 101

由于Ea>Ec+Vc，D1导通；D1导通之后，有

此时，环流经过二极管整流桥D1，接着流经PWM整流器的Q5管，最后回到电源C相。

（3）当脉冲为110，即Q1、Q3、Q2开通，Q5、Q4、Q6关断，此时的通路如图7所示箭头路径。

图7 脉冲为110时PWM整流器与二极管整流桥之间的通路Fig.7 Path between PWM converter and diode rectifier bridge when the pulse is 110

由于Ea>Eb+Vb，因此D1导通；D1导通之后，有

此时，环流流经二极管D1，接着流经PWM整流器的B相Q3管，最后回到电源B相。

从上述分析可知，PWM整流器与二极管整流桥之间产生环流的原因如下：在IGBT开通过程中，PWM整流器与二极管整流桥之间存在环流通路，同时三相电源在同一时刻也存在电势差，因而产生环流。

2.2 环流抑制拓扑方案

本文从系统拓扑角度出发，在无需增加任何硬件投入的情况下，提出一种多PWM整流器与二极管整流桥直接并联的整流装置，配以相应的控制算法，使得交流并联点与直流侧没有电势差，从而使PWM整流器和二极管整流桥并联运行时的环流极大降低，进而保证二极管的安全运行。下面以2台PWM整流器与1台二极管整流桥并联为例进行说明，如图8所示。整流装置的左侧可连接交流电源，其右侧连接直流负载；亦可整流装置的左侧连接交流负载，其右侧连接直流电源。整流装置包括2重PWM整流器（INV1，INV2），这2重PWM整流器的直流侧直接并联，交流侧则分别通过单相滤波电抗器Linv1和Linv2后并联于并联点O1、O2、O3。二极管整流桥采用三相桥式整流器，其直流侧与PWM整流器的直流侧并联，交流侧直接并联在两重PWM整流器的交流侧并联点O1、O2、O3上（二极管整流桥的交流侧和直流侧无需电抗器）。

图8 2台PWM整流器与1台二极管整流桥直接并联拓扑示意图Fig.8 Topology diagram of two PWM rectifiers and a diode rectifier bridge in direct parallel connection

2.3 控制方案

PWM整流器采用载波移相SPWM（sinusoidal PWM）调制，2个PWM整流器在调制算法上采用载波移相180°SPWM，如图9所示。图中，Ts为PWM整流器开关器件的开关周期［11-14］。

图9 载波移相180°示意图Fig.9 Schematic diagram of carrier phase shift 180°

调制信号与载波信号比较后生成PWM脉冲波形，如图10所示。其中，M（t）为调制信号，其表达式为

式中：QKm——调制信号幅值；ω——调制信号角频率；φKm——调制信号中K次谐波相位；t——时间。

图10中，F（t）为调制后输出的PWM波形，其傅里叶表达式为

图10 调制信号波形Fig.10 Modulation signal waveform

式中：E——PWM整流器的直流侧电压；K——谐波次数；CK——K次谐波幅值；φK——K次谐波相位。

通过双重傅里叶变换，PWM整流器输出波形F（t）的双重傅里叶表达式为

式中：J0(x)——0阶贝塞尔函数；Jn(x)——n阶贝塞尔函数；ωc——载波角频率；φc——载波相位；ωm——调制信号中K次谐波角频率；m、p——谐波次数。

环流主要是由式（8）中载波频率的正弦信号构成，即式（8）中第二项当m=1的部分。当采用载波移相SPWM时，2个PWM整流器载波相位φc相差180°，此时图 8中并联点O1、O2、O3的电位为 0，使得O1、O2、O3对直流侧负极无电势差，达到无法形成环流的目的。

上述二极管整流桥和2重PWM整流器的环流抑制方法同样可适用于多重PWM整流器并联：二极管整流桥和n重PWM整流器的直流侧直接并联于直流电源/直流负载的两端，n重PWM整流器的交流侧分别通过各自对应的滤波电抗器并联于并联点，二极管整流桥的交流侧直接并联于n重PWM整流器交流侧的并联点。n重载波之间相位φc相差，同样使得交流并联点电位对直流侧负极无电势差，因而无法形成环流。

3 仿真验证

本文以典型牵引整流机组的参数进行仿真分析，仿真模型如图11所示。其中，直流侧电压为1 700 V，PWM整流器交流滤波电感为0.7 mH，单重PWM整流器以500 kW功率并入950 V三相交流电网时，采用本方案与不采用本方案的环流波形（测量点为二极管的交流侧）对比示意如图12和图13所示。可以看出，采用本文所提方案，可以大幅度降低PWM整流器与二极管整流桥之间的环流，二极管整流桥上环流电流从峰值750A减小至4A，证明了本环流抑制方案的有效性。

图11 仿真模型Fig.11 Simulation model

图12 传统并联方案二极管支路交流电流Fig.12 Diode branchAC current of the rectifier equipment with traditional parallel scheme

图13 本方案并联二极管支路交流电流Fig.13 Diode branchAC current of rectifier equipment with the proposed scheme

4 试验测试与分析

为了进一步验证该方案的有效性，搭建如图14所示的试验系统。该试验系统采用2重PWM整流器与1重二极管整流桥并联进行满功率试验。实验室电网电压为10 kV；变压器RT1变比为10 kV/950 V，变压器RT2变比为10 kV/1 180 V；单个PWM整流器的功率为500 kW；二极管整流桥功率为2 MW；12脉波整流器为陪试机。

图14 试验系统原理图Fig.14 Schematic diagram of the test system

为了验证本方案的有效性，首先对PWM整流器柜2个功率模块不进行载波移相控制，测得在单个PWM整流器给定功率500 kW运行时，二极管整流桥支路交流电流有效值为161 A，如图15通道1所示。

图15 采用传统方案二极管交流侧环流波形Fig.15 Circulating current waveform on theAC side of the diode of the rectifier equipment with traditional scheme

接着，对2重PWM整流器模块采用独立电流环控制，然后对输出的调制波进行载波移相180°调制，测量在单个PWM整流器给定功率500 kW运行时的环流情况。由图16中通道3看出，此时二极管整流桥支路环流仅为6.7A。

图16 采用本方案二极管交流侧电流波形Fig.16 Current waveform on theAC side of the diode of the rectifier equipment with the proposed scheme

从实验结果分析可知，未加该控制算法时二极管支路环流有效值有161 A；采用该控制算法试验后，二极管支路环流有效值为6.7 A。可见，此2重PWM整流器载波180°移相能显著减小PWM整流器与二极管整流桥之间的环流。

5 结语

基于PWM整流器在城轨牵引供电系统应用的特点，本文提出了一种二极管整流桥与多重PWM整流器并联拓扑及采用特定角度载波移相调制算法来抑制PWM整流器与二极管整流桥之间环流的方案。通过原理分析、仿真分析、试验验证，证明了该方案抑制二极管整流桥与PWM整流器之间的环流方案的有效性，能确保PWM整流器在牵引供电时，二极管整流桥不损坏；直流接触网发生短路时，二极管整流桥能够快速提供短路电流，保障系统的稳定性。

本方案设计时忽略了多重PWM整流器载波同步性差异的影响，这将影响仿真的可信度。后续设计中可以采用FPGA芯片进行载波同步，以减小仿真误差。