奕丽芳，王 莉，黄 瑞，钱叶彤，余 彬

（南京航空航天大学自动化学院，南京 210016）

随着工业电气化的推动，多电飞机得到越来越多的关注，先进多电飞机的稳定运行离不开大量的电子设备。近年来，机载电子设备复杂度日益增加，当多个负载密集分布时，负载前端往往采用多路输出电源以减少变换器数量，提高整机功率密度。随着多电飞机等应用场合的电气化程度不断提高，对多路输出直流电源的需求越来越大。

由于单路输出电源发展迅速，在效率、功率密度与供电质量上均具有很大优势。最初为了提供多路独立的供电电压，常采用多个独立电源进行组合[1-2]，每个独立电源对应一路输出电压。这种情况下，每路输出电压都拥有较高的供电质量，但存在电源数量多、体积大和成本高等问题，不符合多电飞机发展的初衷。堆叠式多路输出电源，如堆叠式反激电路[3-4]，通过在原边设置m+1 个功率管与m 个变压器，实现m 路独立输出，相对多个独立电源组合的方法，堆叠式多路输出电源可以减少功率管的数量，但仍存在体积大和成本高的问题，且控制较为复杂。

目前发展的多路输出电源往往通过在变压器副边设置多个绕组的方法来实现多路电压输出[5-8]。然而采用多变压器副边绕组的多路输出电源一般只能对主路输出电压进行闭环控制，辅路输出往往存在供电精度低等问题。为了提高辅路供电质量，学者们提出了采用耦合电感[9]、加权反馈控制[10]、采用同步开关的后置调节[11]等方法，但电路结构与控制策略更加复杂。此外，随着输出路数的增加，电源的效率和功率密度明显下降[12]，以致输出通道一般控制在3 路以内。因此，变压器副边多绕组结构的多路输出电源，在要求输出路数较多且对每路供电质量要求都较高的应用场合面临严峻挑战。

电源持续可靠的供电能力对电子设备的正常运行有很重要的意义。本文针对负载端的过载故障与输入端的掉电故障，对提高多路输出电源供电可靠性进行研究。电源需要可靠应对负载端的特殊工作状态，当负载发生过载故障时，电源内部功率器件会受到较大的电流应力，长时间工作在故障状态下容易引起电源的损坏。对于变压器副边多绕组结构的多路输出电源，若其中一路输出负载发生了短路故障，将会导致同一变压器上的其他各路副边绕组对应的输出均不正常，影响多个负载设备的运行[13]。为了提高多路输出电源的供电可靠性，需要研究合适的过载保护方法,实现各路独立的故障保护。此外，若电源输入端发生短暂掉电故障，需要电源具有较长的掉电保持时间（hold-up time），使电源输出能够躲过短暂的掉电，维持负载的正常工作。虽然通过电路拓扑的优化[14-15]或控制策略的组合[16]可以拓宽电路的增益范围，但往往会影响额定工作下的效率。

本文研究一种新型的多路输出电源，在半桥LLC 谐振电路后端串接多路独立的功率开关电路。通过控制后级多路功率管的通断状态，实现多路独立输出。同时为每路输出设计独立的过载保护电路，对每路输出电流进行监控。任一路发生过载故障时，控制对应的后级功率管关断，切除故障负载，且不影响其他各路的正常工作，即每路输出的通断控制与过载故障保护均独立。此外，研究励磁电感可变的变压器并应运用于LLC 谐振电路中，通过变电感控制有效延长电源的掉电保持时间。最后，通过搭建一台28 V 输入、5 路15 V/1 A 输出的多路输出电源进行实验，验证了该多路输出电源及其故障保护功能的有效性。

1 拓扑及动作原理

1.1 电路拓扑结构

图1 为本文提出的多路输出电源原理拓扑，主功率电路从功能上可以分为前后两级，前级采用半桥LLC 谐振电路，Q1与Q2为桥臂开关管，D1与D2为副边整流二极管，Cr为谐振电容，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，三者共同构成谐振回路，T 为中心抽头式变压器，原副边变比为nT∶1 ∶1，Lm和Lr可集成在变压器中，分别由变压器的励磁电感与漏感提供，Co为LLC 电路的输出滤波电容。后级为多路功率管开关电路，S1～Sn分别为后级每路输出对应的功率管，实现多路输出的独立控制，DS1～DSn分别为各路续流二极管，电阻Rload1～Rload5代表5 路独立负载，每路开关电路后端连接一路独立的负载。

图1 多路输出电源原理Fig.1 Schematic of multi-output power supply

前级半桥LLC 谐振电路实现电压的隔离转换，功率管Q1与Q2工作在高频开关模式，在一定死区时间下互补导通，通过对前级输出电压的采样与PI闭环调节，使电路在PFM 控制下实现稳定的输出电压Vo。后级多路功率管开关电路连接LLC 谐振电路的输出与多路负载，通过对功率管S1～Sn的开关控制，可以实现多路输出的通断控制。后级每路功率管开关电路具有独立的驱动电路，在需要接通某路负载或实现该路输出时，控制对应的功率管开通并持续工作在导通状态；需要切断某路负载或切断该路输出时，控制对应的功率管关断。功率管S1～Sn的控制信号可由外部上位机提供，通过通讯电路与微机处理作用到功率管的驱动电路，n 路输出控制相互独立。

1.2 后级驱动电路原理

后级各路功率开关电路根据实际负载需求进行独立通断控制，考虑到实际负载可能为容性负载或感性负载，为了防止功率管开关过程中受到过大的电流或电压应力，功率管的开关速度不能过快。本文采用基于反馈电容的控制方式实现对后级多路功率管的驱动。驱动电路如图2 所示，由图腾柱电路与RC 反馈电路构成。开关管S1的栅、漏极之间并联反馈电容Cf，将负载电压的变化反馈到驱动电路，实现负载电压的线性变化。图腾柱上管T2为PNP 型三极管，下管T1为NPN 型三极管，T2和T1之间串联电阻Rup和Rdown，分别控制开关管S1的开通与关断速度。

图2 基于反馈电容的功率管驱动电路Fig.2 Drive circuit of power tube based on feedback capacitor

由于各路工作原理一致，仅以第1 路输出为例对电源的工作原理进行分析。在工作过程中，LLC谐振电路原边功率管Q1和Q2在变频控制下实现输出电压Vo的稳压输出，而多路输出的通断则由后级功率管进行控制。在纯阻性负载下，电源第1路输出的开通与关断工作时序如图3 所示。

图3 多路输出电源纯阻性负载下通断工作时序Fig.3 Turn-on and turn-off time sequences of multioutput power supply under resistive load

t0～t1：开关指令CMD1 为低电平，开关T2导通、T1关断。P 型功率管S1栅源电压vGS_S1为0，S1处于关断状态，功率管S1的漏源极承受反向电压-Vo。

t1～t2：开关指令CMD1 在t1时刻由低电平跳变为高电平，此时控制开关T1导通、T2断开。功率管S1栅源电压vGS_S1开始下降，该阶段功率管S1保持关断状态，对应输出电压Vo仍保持为0。

t2～t3：栅源电压vGS_S1从0 下降至米勒电压Vplat，功率管漏源极电压vDS_S1开始从-Vo上升，米勒电容放电，该过程中，驱动电压近似保持不变，栅极电位为Vo+Vplat，则流过Rg的电流ig保持不变，即

由于Cgs与Cgd容值远小于Cf，故可近似认为流经Cf的电流if=ig，其回路方程为

根据式（2）可知，负载电压vo1的变化率与反馈电容Cf的电压vCf变化率相等，由

可得

根据以上分析，在引入反馈电容后，功率管开通过程中，负载电压线性上升，其上升速度与反馈电容Cf、图腾柱电阻Rdown和驱动电阻Rg有关，在t3时刻vo1上升至最大值。

t3～t4：在t3时刻，功率管漏源极电压vDS_S1上升至0，功率管栅源极电压vGS_S1退出米勒平台状态继续下降，功率管完全导通。

功率管的关断时序分析与开通过程类似，在此不再赘述。从图3 可以看出，多路输出电源每路负载的通断由该路功率管直接控制。当负载为容性时，功率管的缓慢开通能实现负载的软启动，有效减小负载电流尖峰；当负载为感性时，开关管的缓慢关断能有效减小功率管的电压应力，开关管关断后，负载电流将由续流二极管DS1进行续流。

2 多路输出独立过载保护

为提高各路输出供电的可靠性，本文基于后级多路功率管开关电路，设计独立的过载保护电路，包括过流保护与短路保护。以第1 路为例对过载保护原理进行分析。多路输出电源过载保护原理示意如图4 所示，主要由检测电流电阻Rsense1、电流检测电路、过流比较器U1、短路比较器U2和过流延时运放U3构成。

图4 多路输出电源过载保护原理示意Fig.4 Schematic of overload protection of multi-output power supply

图4 的过载保护电路可通过对故障电流的检测，实现故障类型的判断。正常工作时，电流检测值LCS 小于过流参考值IRef1和短路参考值IRef2，U1输出低电平，U2与U3输出高电平。

本文设计定时限过流保护，发生过流故障时，负载电流检测值LCS 大于过流参考值IRef1，比较器U1输出高电平，使电容Cl通过电阻Rl进行放电，积分器U3的输出Vover1下降，在一定时间后，当Vover1小于设定值Vt时，作用于开关控制电路，使功率管以正常通断速度进行关断。过流保护延时时间tds与电容Cl、电阻Rl和参考电压VRef3有关，表示为

式中，Vcc为运放与比较器的供电电压。

当发生短路故障时，负载电流检测值LCS 大于短路参考值IRef2，比较器U2的输出Vshort1变为低电平，直接作用到功率管栅极，使功率管迅速被关断。同时，Vshort1也作用到图腾柱前端开关控制电路，关断驱动信号。由于短路参考值IRef2大于过流参考值IRef1，发生短路故障时，过流保护电路也会开始工作，但由于短路保护时间远远小于过流保护延时时间，在功率管关断后，过流保护积分器U3的输出Vover1仅发生很小变化，不会触发过流保护，故过流保护与短路保护的动作信号可视为相互独立。

以上过载保护均通过模拟电路实现，为进一步提高故障保护的可靠性，以跳闸信号作为是否发生过载故障的标志。当发生过载故障时，跳闸信号上传，使DSP 给出故障电路的关断指令，从控制回路上确保功率管在故障切除前保持关断。

3 基于可变电感的掉电保护

当输入发生掉电故障时，输入电压将以一定速率下降，而在输出电压下降过程中，电路通过增大电压增益使输出电压保持稳定，当输入电压下降至临界值Vin_d时，电压增益上升到最大值Gmax，此后输出电压将无法保持稳定。

对于半桥LLC 谐振电路，电路的最大增益与输入电压临界值的关系为

传统的LLC 谐振电路通过变频控制实现电路增益的变化。为实现较大的增益，需要选用较小值的Lm，但Lm越小，励磁电流iLm与谐振电流iLr的幅值越大，功率管的导通损耗与关断损耗越大，电路额定状态下的效率会明显降低。为了保证电路在正常工作时拥有较高的效率，同时在掉电故障时具有较大的电压增益，设计了励磁电感可变的变压器应用于LLC 谐振电路。正常工作时，励磁电感为较大值，使电路具有较大的额定效率；输入发生掉电故障时，减小励磁电感，使电路最大增益增大，从而延长掉电保持时间。

励磁电感可变的变压器结构如图5 所示，该变压器由4 个绕组与EE 型磁芯实现，其中原边绕组与副边绕组绕制在中心磁柱上，辅助绕组A 与辅助绕组B 互相串联连接，其直流偏置电流Ibias与匝数均相等，按照相同方向分别绕制在左、右磁柱上。

图5 励磁电感可变的变压器结构Fig.5 Transformer structure with variable magnetizing inductance

磁芯中心磁柱中间留一定气隙，两边磁柱不留气隙。由于磁芯结构左右完全对称，可以得到磁芯的等效磁路如图6 所示。中心磁柱上的磁阻RC、外围磁柱上磁阻RA和RB以及气隙处的磁阻Rg可分别表示为

图6 可变电感等效磁路Fig.6 Equivalent magnetic circuit of variable inductance

式中：μ0为空气磁导率；μrC为中心磁路相对磁导率；μrA和μrB为外围磁路相对磁导率；AC为中心磁路截面积；AA和AB为外围磁路截面积；lx为对应磁路长度。

若变压器原边绕组匝数为Np，则磁芯的等效磁阻Req与原边励磁电感Lm可分别表示为

由式（12）可知，励磁电感Lm与原边绕组匝数和磁芯各部分的磁阻有关。当变压器尺寸结构确定时，若修改磁路中的部分磁阻，便可改变励磁电感的感值。

变压器的磁化曲线如图7 所示。随着辅助直流偏置电流的增大，外围磁路磁场强度增大，当偏置电流较小时，磁化曲线仍在线性区，外围磁路的磁导率保持不变；当偏置电流增大至磁化曲线进入非线性区后，外围磁路的磁导率将随着磁场强度的增大而减小，由式（8）与式（12）可知，外围磁路的磁阻将增大，因而变压器励磁电感将减小。

图7 变压器磁芯磁化曲线Fig.7 Magnetization curve of transformer core

设计提供辅助直流偏置电流的辅助电路如图8 所示。在变压器磁芯中心磁柱上添加辅助绕组Naux为辅助电路进行供电，通过控制辅助功率管Qa的通断，可以控制辅助直流偏置电流是否流入辅助绕组。正常工作时，功率管Qa保持关断，辅助绕组不影响电路工作，电路工作方式与传统PFM 控制的LLC 谐振电路一致；若输入端发生掉电故障，控制功率管Qa开通并工作在导通模式，直流偏置电流流经变压器辅助绕组，使励磁电感Lm减小，延长电路掉电保持时间。

图8 带有直流偏置辅助电路的LLC 谐振电路Fig.8 LLC resonant circuit with DC bias auxiliary circuit

4 实验验证

根据以上分析，设计输入电压为28 V，输出为5 路15 V/1 A 的直流电源。前级LLC 电路的谐振频率为120 kHz，变压器原、副边匝比为3∶3，谐振腔参数Lm=9.22 μH、Lr=1.31 μH、Cr=1.36 μH，原边功率管型号为IRFP4368PbF，整流二极管型号为STPS30170CW，后级多路功率管型号为IRF9383MP bF。搭建实验样机平台如图9 所示。

图9 实验验证平台Fig.9 Experimental platform for verification

4.1 输出通断测试

后级多路功率管开关电路的驱动参数为：Cf=25 nF，Rdown=10 kΩ，Rg=51 Ω，Rf=200 Ω，Rup=3 kΩ，理论负载开通时间为350 μs，关断时间为381 μs。图10 与图11 分别给出了后级第1 路功率管在额定纯阻性负载下的开通与关断波形，其中，vGS_S1与vDS_S1分别为功率管S1的栅源极电压与漏源极电压，vo为前级LLC 谐振电路的输出电压，is_S1为流入功率管S1源极的电流。

图10 多路输出电源额定阻性负载开通波形Fig.10 Turn-on waveforms of multi-output power supply under rated resistive load

图11 多路输出电源额定阻性负载关断波形Fig.11 Turn-off waveforms of multi-output power supply under rated resistive load

功率管电压、电流变化规律符合理论分析，负载开通时间为350 μs，关断时间为400 μs，在一定误差范围内与理论值保持一致。

4.2 过载保护测试

设计当每路负载电流大于1.2 A 时，判断发生过流故障，取Cl=4.7 μF，Rl=39 kΩ，过流保护延时理论值为226 ms。当负载电流大于10 A 时，判断为短路故障。图12 给出了后级第1 路功率管在负载发生过流故障时的过载保护波形。当负载端发生过流故障时，功率管S1的源极电流is_S1从1.0 A 突变为1.2 A，此时功率管仍然保持开通，在220 ms 延时后，功率管关断，电压、电流波形变化规律与正常关断时一致。

图12 多路输出电源1.2 倍过载保护波形Fig.12 1.2 times overload protection waveforms of multi-output power supply

图13 给出了后级第1 路功率管在负载正常运行过程中突然发生短路故障时的短路保护波形。短路故障发生时，负载电流从额定1 A 迅速上升，经过模拟器件一定延时后，功率管栅源极电压vGS_S1迅速变至0，功率管在4 μs 左右内完成关断，短路电流峰值为35 A，在短路电流上升过程中，前级输出电压会出现1 V 左右的波动。

图13 多路输出电源短路保护波形Fig.13 Short-circuit protection waveforms of multioutput power supply

4.3 掉电保持时间测试

发生输入掉电故障时，向辅助绕组通入0.23 A的直流偏置电流，可使变压器励磁电感由初始值9.22 μH 快速下降至4.50 μH。当LLC 谐振电路稳定工作在额定条件下时，即输入电压为28 V，负载为满载5 A，人为设置输入端发生掉电故障，由于是人为手动操作，输入电压没有实现线性下降，在初始时输入电压下降速率约为-70 V/s，然后下降速率加快，可以通过对比掉电保持结束时对应的输入电压大小，比较掉电保持能力。图14 为不对变压器励磁电感进行控制时对应的掉电保持时间测试波形，其中vin为输入电压，vo为输出电压，iLr为谐振腔电流。当输入电压下降至25 V 左右时，LLC 谐振电路无法再进行稳压控制，对应的掉电保持时间为46 ms。

图14 满载掉电保持时间测试（Lm 固定时）Fig.14 Hold-up time test under full load（with fixed Lm）

图15 为对变压器励磁电感进行控制时对应的掉电保持时间测试波形。当输入电压下降到25 V附近时，直流偏置辅助电路工作，此时使变压器励磁电感由初始值9.22 μH 快速下降至4.50 μH 附近，LLC 谐振电路的电压增益增大，直到输入电压下降到18 V 附近时，掉电保持过程结束，掉电保持时间增长为116 ms。从图中可以看到，输入电压的下降速度加快，若输入电压保持初始下降速度，掉电保持时间会更长。实验对比验证了变电感控制可以延长电路掉电保持时间，在励磁电感变化的瞬间，输出电压会出现3 V 左右的电压尖峰，且谐振电流幅值瞬间变大。

图15 满载掉电保持时间测试（Lm 变化时）Fig.15 Hold-up time test under full load（with variable Lm）

5 结语

本文提出了一种新型的多路输出隔离直流电源，将前级LLC 谐振电路与后级多路功率开关电路结合，通过对后级功率开关电路的控制，实现多路独立输出。设计了励磁电感可变的变压器并应用于前级LLC 谐振电路，有效延长了电源掉电保持时间，并为后级每路输出设计独立的过载保护电路，有效提高了多路输出电源工作的可靠性。本文设计的多路输出电源具有易实现输出通道扩展，控制策略简单，各路输出供电质量一致，供电可靠性高等优点，具有较大的应用价值。