张 贺，李文华，暴二平，刘帼巾

（1.河北工业大学省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室，天津 300130；2.河北工业大学河北省电磁场与电器可靠性重点实验室，天津 300130；3.中国航天建设集团有限公司，北京 100071）

逆变器是电力电子领域的一种重要功率变换装置，在各种工业领域中，如新能源发电系统、电力驱动系统、不间断电源、静态频率变化和变速驱动等[1-2]广泛应用。传统的逆变器只能降压逆变，即其输出侧电压不能高于输入侧直流电压，所以在实际应用中，为了满足低输入电压的逆变场合，要提高逆变器的升压能力。

目前，非隔离型逆变器可以通过2 种方法实现升压逆变。第1 种方法是通过在直流电源侧级联一级DC-DC 变换电路，抬高电压等级，再通过逆变器以构成两级电路来实现[3]，两级电路的变换级数多，使电路系统复杂，且成本高，效率较低；第2 种方法是采用单级升压逆变器，通过在输入电源侧与逆变桥之间加入无源阻抗网络，使逆变器可工作于升降压模式。比如Z 源逆变器[4-6]可运用于需要升压的场合，但要引入直通占空比来完成升压，而占空比受逆变器调制因子的限制，升压能力受限，且中间开关管直通状态下功率损耗严重。一些国内外学者陆续提出不同形式的无源阻抗网络来提高逆变器的升压增益[7]，但所提结构一般较为复杂，且功率器件众多，系统集成度较差。单级升压逆变器可以通过传统逆变器与变换器集成构造集成式升压逆变器，其拓扑减少了元器件数量，降低了电路成本，并提高了系统集成度[8]。

国内外在构造集成式升压逆变器方面已经取得了一些成果。文献[9]提出了一种双Cuk 型逆变器拓扑，该逆变器具有升压功能，适用于宽范围变化输入的可再生能源发电系统，但在直流电源侧需要双电源供电，且所用无源器件较多，增加了系统体积的同时也降低了系统的寿命和可靠性；文献[10]采用谐振机理构成升压逆变器拓扑，实现对开关电源的软开启，但是电网电压正、负半周的不对称运行给其控制带来了很大的挑战[11]；文献[12]将Boost变换器和全桥逆变器集成构成升压逆变器拓扑，其电路设置单个升压电感与电容，虽然几乎消除了零交叉失真问题，但在高频工作时每个支路中2 个开关管的开关时序互补，需要设置死区时间，且所有开关管在整个周期内的高频调制伴随着较高的开关损耗。

本文提出了一种单级Cuk 集成式升压逆变器的电路拓扑。该逆变器采用单电源供电，增加了系统的可靠性，且电路中的无源器件数目较少，结构对称，控制方法简单，开关管仅在半个周期内工作，开关损耗低，具有体积小和系统集成度高的特点，适用于低输入电压的逆变场合。

1 电路结构及工作原理分析

1.1 电路结构及调制方式

本文提出的单级Cuk 集成式升压逆变器电路拓扑如图1 所示，其中，Vin为直流电压源，L1为直流侧储能电感，C1、C2为中间电容，R 为负载电阻，Cf为滤波电容，Lf为滤波电感，Vo为输出电压。由图1可见，该拓扑结构对称，Vin和L1构成升压网络，对2 个中间电容进行充电使其储能，电容储能后为负载传递能量，传递能量的过程中采用4 个开关管的开通时序变化实现升压逆变的功能。

图1 主电路拓扑Fig.1 Topology of main circuit

本文所提电路结构采用单极性正弦脉宽调制SPWM（sinusoidal pulse width modulation），表1 为电路开关管在1 个开关周期内的开关时序状态，其中，S1和S2开通状态一致，仅在负半周期内做高频调制；S4和S5的开通状态一致，仅在正半周期内做高频调制；S3和S6工作在工频周期。

表1 开关时序Tab.1 Time sequences of switches

图2 为正弦调制波正半周期内的主要工作波形，其中，ugS3为开关管S3的控制信号，ugS4为开关管S4的控制信号，ugS5为开关管S5的控制信号，iL1为 流过输入电感的电流，iLf为流过滤波电感的电流，uC2为电容C2两端电压。

结合表1 和图2 来分析单级Cuk 集成式逆变器的具体工作模式。

图2 正弦调制波正半周期内的主要工作波形Fig.2 Main operation waveforms in positive half-cycle of sine modulation wave

1.2 电路工作模式分析

为便于分析，假设逆变器已工作在稳定状态，且所有功率开关管、电感和电容均为理想元件。基于上述假设，在1 个开关周期中，把电路拓扑分为4 种工作模式，图3 为每种工作模式对应的等效电路。

图3 电路工作模式Fig.3 Operation modes of circuit

1.2.1 正弦调制波正半周期

当电路工作在正弦调制波正半周期时，存在2种工作模式。

工作模式1 如图3（a）所示。在此工作模式下，开关管S3、S4、S5导通，开关管S1、S2、S6关断。电源Vin-L1-S4组成闭合回路，Vin给输入电感L1充电，L1储能，电感电流iL1线性上升；C2-S4-S3-Lf-负载-S5组成闭合回路，D2由于承受反压截止，流经电感Lf的电流iLf线性上升。在这个阶段，有

式中：uC1为中间电容C1两端电压；Vo为输出电压。设逆变器工作时的开关周期为Tn，开关管S4开通时间与开关周期的比值为占空比d，且占空比可变，下同。

工作模式2 如图3（b）所示。在此工作模式下，开关管S1、S2、S4、S5、S6关断，开关管S3导通，DS6续流导通。Vin-L1-C2-D2组成闭合回路，Vin与L1对电容C2充电，输入电感L1的电流iL1线性下降；Lf-负载-DS6-S3组成闭合回路，流经电感Lf的电流iLf也线性下降。在这个阶段，有

式中，uC2为中间电容C2的电压。

1.2.2 正弦调制波负半周期

当电路工作在正弦调制波负半周期时，存在2种工作模式，此状态与电路在正弦调制波正半周期工作时的状态相同，只是电容充、放电路径发生了改变，公式不再赘述。

工作模式3 如图3（c）所示.在此工作模式下，开关管S1、S2、S6导通，开关管S3、S4、S5关断。Vin-L1-S1组成闭合回路，Vin给输入电感L1充电，L1储能，电感电流iL1线性上升；电容C1-S1-S6-负载-Lf-S2组成闭合回路，D1由于承受反压截止，流经电感Lf的电流iLf线性上升。

工作模式4 如图3（d）所示.在此工作模式下，开关管S1、S2、S3、S4、S5关断，开关管S6导通，DS3续流导通。Vin-L1-C1-D1组成闭合回路，Vin与L1对电容C1充电，输入电感L1的电流iL1线性下降；DS3-S6-负载-Lf组成闭合回路，流经电感Lf的电流iLf线性下降。

另外，在工作模式2 中，当Vin与L1给C2充电时，同时也会通过D1给C1充电。同理，在模式4 中，Vin与L1也是同时通过D1与D2分别给C1与C2充电。考虑到以上回路在中间电容充电时间内，提供给C1和C2足够的电压，并没有影响逆变器的升压逆变功能，有利于整体电路的正常运行。

2 升压网络参数设计

2.1 临界电感分析

由2 个Cuk 变换电路集成的逆变器，在正弦调制波正、负半周都需要独立工作且输出半个正弦波，故电路输入电感电流会在断续状态和连续状态中切换工作。以正弦调制波正半周期的工作模式为例，假设逆变器已工作在稳定状态且中间电容电压保持不变，所有功率器件均为理想元件。图4 为1个开关周期Tn内，L1工作于断续状态和Lf工作于连续状态的电流iL1和iLf波形，其中，开关管S4在（0～d）Tn内开通，开通期间2 个电感同时充电，直到开关管S4关断，2 个电感电流达到最大值后开始下降。在（d～d1）Tn这段时间内，电感L1电流由最大值降为0；在（d～d2）Tn这段时间内，电感Lf电流由最大值降为0。

图4 iL1和iLf波形Fig.4 Waveforms of iL1 and iLf

等效电路在1 个开关周期内，电感两端电压对时间的积分为0，由式（1）～式（4）可得

由式（5）和式（6）可得输入、输出电压关系为

1 个开关周期Tn内，电感电流平均值为

当电感L1和Lf的电流临界连续时，充电与放电时间正好为1 个开关周期，则有

由能量守恒定律得

由电感Lf电流iLf连续得

则L1和Lf的临界电感分别为

由上述分析可知，电感L1工作于连续与断续两种状态，故设计电路时输入电感取值可以比其临界电感稍小，电感Lf则需要工作在连续状态，设计电路时对滤波电感的取值要大于其临界电感。

2.2 电容参数分析

当逆变器在1 个开关周期Tn内工作时，中间电容C1和C2周期性充放电，其电压在工作模式2与工作模式4 时达到最大值，在工作模式1 与工作模式3 时会降到最小值，即出现电压纹波。

电容电压纹波和电流的关系可以表示为

当逆变器处于工作模式1 与工作模式3 时有

设电容电压纹波系数为rC，则电容电压纹波为

再由式（5）和式（6）可得，电容C1和C2的临界参数为

由上述对电路工作模式的分析可知，电路在正弦调制波正半周期与负半周期的工作模式相同，只是电容充、放电路径发生了改变，故中间电容C1与C2取值相同，以保证正、负半周对称的稳定输出。

3 仿真和实验结果

3.1 仿真研究

本文在理论分析的基础上，在电路仿真软件下搭建了系统模型，对提出的单级Cuk 集成式升压逆变器进行了仿真分析。仿真参数如下：L1=0.2 mH、Lf=40 mH、C1=470 μF、C2=470 μF、Cf=50 μF，输入电压为DC 30 V，调制比M=0.6。集成式逆变器的仿真波形如图5 所示。

图5 集成式逆变器的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of integrated inverter

根据仿真结果可知，桥臂输出电位差uab与中间电容电压相等，说明在开关管S1关断期间，C1充电储能；在S1导通期间，C1向负载释放能量，因此电容C1起到能量传递的作用。由图5（a）可见，电容C1在充、放电时的电压波动与其平均值的比值是很小的，故可以认为uC1是恒定电压。由图5（e）可见，当输入电压波扰动时，因为电容两端电压在电路进入稳态后不能突变，使得输出波形基本没有受到影响。仿真结果验证了电路工作原理的正确性。

3.2 实验研究

按照设计的样机参数，构造了实验样机，实验参数如下：L1=0.2 mH、Lf=40 mH、C1=470 μF、C2=470 μF、滤波电容为50 μF，输入电压为DC 30 V，调制比M=0.6，开关频率为10 kHz。以PIC 单片机作为控制器进行了实验验证。

实验结果如图6 所示。图6（a）为电容C1实验电压波形，可见电容电压uC1约为161 V；图6（b）为桥臂输出电位差uab实验波形，由图可见输出电压约为161 V 左右，与电容电压uC1相等；图6（c）为桥臂输出电位差uab局部放大实验波形；图6（d）为负载上的输出电压实验波形；图6（e）为L1的电流局部放大波形，电流存在断续与连续两种状态，与理论分析一致。实验结果验证了原理的正确性，说明该逆变器具有升压功能。

图6 集成式逆变器实验波形Fig.6 Test waveforms of integrated inverter

4 结论

（1）本文提出的单级Cuk 集成式升压逆变器新拓扑能够实现单级升压逆变，且无源器件少，电路结构紧凑对称，具有升压能力强、集成度高等优点。

（2）该逆变器采用可变占空比和改变电容放电路径实现升压逆变，输出电压的幅值可以调节。

（3）该逆变器的中间电容两端电压在电路进入稳态后不能突变，因此对输入侧电压扰动具有抑制作用。