杨 龙 ，周文涛 ，王 娜 ，张志亚

（1.中国西南电子技术研究所，四川 成都 610036；2.西安电子科技大学 天线与微波技术国家重点实验室，陕西 西安 710071）

0 引言

近年来，紧耦合理论被应用到超宽带阵列天线的设计中，它通过有效利用天线单元之间的天线耦合效应来满足阵列天线宽带化和低剖面的要求[1-4]。紧耦合阵列天线（Tightly Coupled Array Antenna，TCA）的起源可以追溯到1965 年提出的连续电流片阵列的理想天线模型[5]。但直到2003 年学者偶然发现天线之间的强耦合效应可以用来拓宽天线带宽[6]。从那时起，紧耦合阵列天线的研究备受关注[7-9]。为了获得紧耦合阵列天线的宽带性能，最初始和最重要的步骤是在两个相邻阵元之间设计耦合器以获得强电容互耦。目前主要有两种耦合器形式来实现阵元间的耦合。一种称为交叠耦合器，它通过在基板的两侧分别印刷相邻天线单元的两个辐射臂，两辐射臂彼此交叠而构成，此时阵元间的电容为平板电容[9-11]。另一种耦合器称为交指耦合器，它是通过在基板的同一侧印刷相邻阵元的两辐射臂并使它们的边缘交织成手指状而构成，此时阵元间的电容为交指电容[12-13]。在紧耦合阵列天线设计中，阵元间的电容耦合主要通过这两种方式来实现。

本文提出了一种新型的电容耦合器，称为阿基米德电容耦合器，来获得阵元间的强电容耦合。同时，为进一步增加相邻阵元间的电容耦合，耦合器设计为双层并联结构。最后，通过集成宽带巴伦和介质覆层的使用，设计的紧耦合阵列天线获得了宽阻抗带宽和宽角扫描能力。

1 紧耦合阵列单元设计

印刷偶极子天线结构紧凑，加工容易，辐射性能稳定，因此本文选择蝶形印刷偶极子作为紧耦合阵列天线的基本单元。阵元间采用新型电容耦合器，即阿基米德电容耦合器可以获得阵元间强互耦，其演化过程如图1所示。该电容耦合器以图1（a）所示的两根平行的传统传输线为设计原型，将两根传输线在平面内按阿基米德螺旋线相互缠绕，便得到了如图1（b）所示的阿基米德电容耦合器。由传输线方程可知，这种形式的耦合器不仅能提供较大的电容还能提供电感分量，这样可以更好地对天线的输入阻抗进行调节。紧耦合阵列天线单元晶胞的结构如图2 所示，单元晶胞由宽角匹配层、紧耦合振子和地板组成。将阿基米德电容耦合器放置在两个相邻的蝶形印刷偶极子的连接处，如图2（b）所示。为了进一步增大电容，利用金属柱将双层印刷的电容耦合器连接以实现两个耦合器的并联，从而使电容增加一倍，这样做的好处是增加耦合电容的同时可减少螺旋臂的槽宽，降低实现难度，如图2（c）所示。

图1 新型电容耦合器的演化过程

图2 紧耦合阵列天线单元晶胞的基本结构

通过合理优化螺旋臂宽度、螺旋线的增长率、螺旋臂的间距等参数，可以获得合适的电容值。

根据文献[11]，阵列天线在E 面和H 面的辐射阻抗与dE/dH成正比，其中dE和dH分别为E面方向和H 面方向的阵元间距。当dE=dH时，如图3（a）所示，阵元的辐射电阻接近377 Ω，则紧耦合阵列天线的输入阻抗接近200 Ω。此时在有限的空间内，设计相应的宽带阻抗变换网络难度很大。通过更改dE和dH的比可以避免使用复杂的阻抗转换网络。当dE=dH/2 时，如图3（b）所示，E 面阵元间距的尺寸减半，阵列的输入阻抗减小至100 Ω。这样，原来的方形阵元就变成了两个小阵元，每个小阵元都有一个辐射偶极子和巴伦，然后两个小阵元并联，形成一个50 Ω的馈电输入。这样，在有效阵元的数量和阵元的尺寸保持不变的情况下，不需要额外的阻抗转换器，避免了200 Ω到50 Ω 阻抗转换的带宽限制。但是，这种方法也有其不可避免的缺点，即每个单元需要两个巴伦，从而降低了巴伦的可用尺寸，因此有必要设计一个体积小、工作带宽宽的巴伦来保证阵列性能的实现。

图3 不同阵元间距的单元阻抗分析图

紧耦合阵列天线单元的设计结构如图4 所示。蝶形偶极子印刷在垂直放置基板的同一侧，基板材质为F4B，介电常数为2.65，厚度为t_pcb=0.5 mm。使用紧凑的马春德巴伦（Marchand Balun，MB）印刷在F4B 基板的另一侧，如图4 所示。在紧耦合阵列天线的顶部增加了具有特殊介电常数的介质覆层，称为广角匹配层，以消除阵列天线在宽角扫描中电纳的变化，从而扩展其工作带宽。因此，在仿真模型中，选用介电常数为2.1、厚度为h_sub的Teflon 电介质，单元与厚度为h_sub的金属底板之间采用空气基板。广角匹配层连接到阻抗为Z0=377 Ω的自由空间层。空气层终止于金属地板，相当于一条短路的传输线。

图4 紧耦合阵列天线单元的结构

图4 为无限周期紧耦合阵列天线单元的结构，该单元通过威尔金森功率分配器将两个小矩形单元并联连接形成馈电端口，功率分配器印刷在金属地板下方以避免影响天线辐射。天线阵列扫描时，将在两个单元之间产生环形谐振。谐振可以通过匹配的威尔金森功率分配器来抑制，因为该分配器隔离了两个并联的分支。紧耦合阵列天线的结构参数如表1 所示。

表1 紧耦合阵列天线结构参数（mm）

图5 为无限周期紧耦合阵列天线的全波仿真结果。经过分析和优化，设计的紧耦合阵列天线在所有平面扫描时有源驻波小于3的带宽为6.26:1。然而，当使用功率分配器时，有源驻波在某些频带恶化，造成这种现象的原因可能是一级隔离网络不能充分抑制环形谐振。

图5 无限周期紧耦合阵列天线的有源驻波仿真结果

2 紧耦合阵列设计及性能

以上分析均是基于无限大的周期阵列来进行分析的，鉴于实际情况的条件限制，常取有限大的阵列模拟无限大的阵列工作。这时必须考虑有限阵列的边缘截断效应。为减轻有限阵列边缘截断效应以提高带宽，对边缘阵元可引入不同的加载技术，例如电阻加载、短路加载和开路加载[14]。电阻加载可以实现最低的有源驻波，但它也带来损失和低效率的缺点。与短路终端相比，开路加载更容易实现，这里使用将边缘单元开路加载的方法。将图4 所示的单元沿Y 轴排列形成一个8 元线阵，然后将这个8 元线阵沿X 方向排列形成一个3×8的线极化偶极子阵列，如图6 所示。天线单元按照其所在位置进行编号，如X 方向第2 排Y 方向第4 个单元记为（x2，y4）。

图6 带开路匹配枝节的3×8 线极化偶极子阵列示意图

将此阵列放在HFSS 软件中进行全波仿真，图7 给出了各单元的有源驻波比的曲线。需要说明的是，当阵列不扫描时，X 方向第一行和第三行对应单元所处的耦合环境一样，其有源电压驻波比具有一致性，因此图中仅给出第一行和第二行单元的有源电压驻波比曲线。

为了更好地理解开路终端法对阻抗带宽的影响，计算了具有不同开路终端长度（l_m=0.25 mm）的每个单元的有源驻波。需要注意的是，l_m=0 mm 时的曲线代表了没有考虑边缘截断效应的每个单元的匹配特性。此时为方便起见，仅呈现X 方向第二列单元的有源驻波曲线，如图7 所示。从图中可以看出，阵列边缘单元的匹配情况较中心单元差，且其低频段的匹配急剧恶化，其原因是阵列截断引起电流不连续，引起较大的电流反射，而中心单元受截断影响较小，有源电压驻波比在1.2～6.2 GHz频带内基本在3 以下。此外由于阵列的对称性，Y 方向的一行对应位置单元因耦合环境一致具有基本相同的电压驻波比，如单元（x1y1）和（x1y8），（x1y3）和（x1y6）等。图8 给出了3×8 有限紧耦合阵列在不同扫描面的归一化辐射方向图。图8（a）、8（b）、8（c）分别为1.4 GHz、

图7 具有不同长度的开路加载的中间列阵元的有源驻波

图8 有限紧耦合阵列辐射方向图

3.5GHz 和6 GHz 处的方向图，左右两图分别为E 面和H面扫描方向图。从图中可以看到，阵列在E 面和H 面均有±45°的扫描能力，扫描特性较好，除了低频段的交叉极化为-25～-15 dB 外，别的频带均有-30 dB 以下的交叉极化。在低频段因为阵列的电尺寸较小，波束宽度较大，因而最大波束指向不明显，随着频率升高，电尺寸的增大，阵列的最大波束指向明显加强。

3 天线实物测试

为了验证设计的正确性，根据图6 所示的结构及表1所给的紧耦合阵列天线的结构参数制作了天线实物，天线实物测试如图9 所示。

图9 天线实物图

受测试条件的限制，有源电压驻波比不能直接测出，可通过间接方法进行测试：首先在非测试单元接负载匹配的情况下测量出两两单元间的散射矩阵，再经过后处理计算出每个单元的有源驻波。详细方法描述如下：

阵列天线的端口间的散射矩阵可以由以下方程组描述：

此处，（m，n）代表需要求解的单元编号，a（p，q）代表端口入射波。S（m，n），（p，q）是单元（m，n）和单元（p，q）间的散射矩阵。

图10 给出了加工的紧耦合阵列天线中间一列单元的有源驻波测试曲线。可以看到，天线的有源驻波比在1.3～6.8 GHz 频段小于3，即获得了5.2:1 相对阻抗带宽，表明该阵列有较好的宽频带工作特性。测试结果与仿真结果略有差异，可能原因是加工精度不够和测试误差所致。

图10 3×8 紧耦合阵列有源驻波测试曲线

4 结论

本文提出了一种新型的阿基米德电容耦合器实现了阵列单元间的强互耦，并以此为依据，结合印刷蝴蝶结偶极子、宽带巴伦和功率分配器构建了新型的紧耦合阵列天线。测试结果表明，所设计的紧耦合阵列天线在所有平面±45°扫描下有源驻波小于3的阻抗带宽达到5.2:1，验证了新型电容耦合器的优良性能，为紧耦合阵列天线的设计提供了新的设计思路。