谢 驰，孙幸临，刘 影

(1.四川大学锦城学院智能制造学院，四川成都 611731;2.电子科技大学机械与电气工程学院，四川成都 611731)

0 引言

DC-DC变换器是指将一固定直流电压转变为另一固定直流电压的转换器[1].DC/DC变换器大致可以分为三类：升压型DC/DC变换器(Boost变换器)、降压型DC/DC变换器(Buck变换器)以及升降压型DC/DC转换器(Boost-Buck变换器)[2-3]. DC-DC变换器是一种能高效实现直流到直流功率变换的集成混合功率器件，主要应用了高频功率变换技术，也就是将直流电压通过功率开关转换成高频开关电压.常用的调制方式有：PFM调制方式(脉冲频率调制方式)，PWM调制方式(脉冲宽度调制方式)和调频调宽混合调制[4-5].

PWM调制方式是定频调宽控制方式，这种控制方法是保持斩波周期T不变，只改变斩波器的导通时间Ton.特点是：斩波器的基本频率固定，所以滤除高次谐波的滤波器设计比较容易.PFM调制方式是定宽调频控制方式，这种控制方式是保持导通时间Ton不变，而改变斩波周期T.特点是斩波回路和控制电路简单，只有频率是变化的.PWM调制方式滤波和控制都十分容易，纹波电压小，且开关频率固定，所以噪声滤波器设计比较容易，消除噪声也较简单[6-7].在本文设计中，选择使用PWM调制方式来进行对DC-DC变换器的控制.

1 电路设计

本文设计DC-DC变换的拓扑结构，实现电池的充放电自动切换控制，通过对双向DC-DC变换器工作原理进行研究，实现对电池的充放电自动切换控制的电路设计，要求如下：输入电压24 V，输出电压12 V，充放电切换响应时间不大于100 ms.设计总体框图如图1所示.

图1 设计总体框图Fig.1 The overall design diagram

双向DC/DC变换电路采用Busk-Boost变换器拓扑结构如图2所示.

图2是一个Buck-Boost变换器，它由2个全控型器件S1和S2控制.在这个电路中，S1和Diode2组成了降压斩波电路，由电源向电池供电，S2和Diode1组成了升压斩波电路，由电池向电源反馈电能.二者不会同时工作，如果S1和S2同时导通，将会使电源短路，进而损坏器件.其中Buck变换器拓扑结构如图3所示.

图2 Buck-Boost变换器拓扑结构Fig.2 The topology of Buck-boost converter图3 Buck变换器拓扑结构Fig.3 The topology of Buck converter

图3是一个Buck变换器，它由一个全控型器件S控制，当S导通时，电源Vs向负载供电，负载电压Uo=Vs，负载电流将按照指数曲线上升.当S关断时，负载电流通过二极管Diode续流，负载电压Uo近似等于0，负载电流将按照指数曲线下降.在一个周期T完成时，S将再次导通，并且重复上述过程.负载电压的平均值可以用下式表示：

(1)

式(1)中，ton称作通态时间，toff称作关断时间，T是开关周期，α称作占空比.Boost变换器拓扑结构如图4所示.

图4 Boost变换器拓扑结构Fig.4 The topology of Boost converter

图4是一个Boost变换器，当开关管S导通时，电源Vs向电感L充电，充电电流恒定，同时，电容C向电阻R供电，输出电压也是恒定的.当S关断时，Vs和L一起向电容C充电，并且给电阻R供能.输出电压Uo可以由下述公式表示：

(2)

式(2)中β称作升压比.因此，我们只要能够控制S1和S2的通断的电路，并且设计好L、R、C等相应参数，并利用Buck-Boost变换器的模型便可以设计出满足设计要求的实际电路.在这里选用无极性MOSFET管代替传统的续流二极管，这样做有利于电感不会存在断续模式，有利于实现响应时间小于100 ms的技术要求.实际电路模型图如图5所示.

图5 实际设计电路Fig.5 The real design circuit

在图5中，当MOSFET S1导通 MOSFET S2关断时，上述电路是一个降压电路(Buck电路)，实现了由24 V的Vs1向Vs2进行供能，此时，Vs2可以更换为负载，以实现实际功能.而当MOSFET S1关断 MOSFET S2 导通时，上述电路是一个升压电路(Boost电路)，实现了由12 V的Vs2向Vs1的供能，此时，Vs1可以更换为负载，以实现实际功能.这样也就实现双向DC-DC变换器的要求.

2 相关参数的计算与元件选择

2.1 控制电路设计

控制电路实际由检测电路和MSP430单片机控制，并选择INA270用于检测芯片.INA270芯片是电压输出并联电流监视器，具有-16 V到80 V的宽泛输入范围，满足设计的测量需要，并且，还能通过两端间的滤波器保护输出端，增加了实际设计电路的可靠性和稳定性.INA270的输入电压为VRs和输出电压Uo之间的关系是：

U0=K×VRs

(3)

经过仿真可以得出K的值在20左右.计算电流的公式如下：

(4)

在上述公式中，Rs在实际电路中已经确定，K的值在20左右，可以取20，Uo的值可以通过微控制器处获得，用Rs两端的电压值除以Rs的阻值便可以得到流过Rs的电流值.INA270的输入阻抗远大于Rs的电阻值，并且二者是串联关系，所以可以认为测量的电流值实际就是流过负载的电流值.所以，只要得出Uo的值便可以得出相应的电流值.

2.2 电容、电感值确定

由于本电路的输入端与输出端对偶，并且需要接入滤波电容来过滤掉开关的纹波电压，所以，这个电容应该尽量大一些，经过在MATLAB/Simulink上的模拟，并用大小不一的电容C进行测试后本文选择使用4 700 μF的电容.电感的计算可以按照以下的公式来计算：

(5)

在仿真中根据Buck电路和Boost电路的设计可以得知Ui分别为24 V和12 V，输出电流是可以控制的量，在这里Imax是1A，功率为24 W和12 W，基本满足小功率变换器的要求，仿真中L为95 μH.

3 仿真分析

图6是采用IGBT构建的DC/DC仿真电路的模型，其中L的值为95 μH，R2为1 Ω，左侧DC为24 V，右侧DC为12 V，设置的脉冲信号起始值0，在0.5 s后变为1，1 s后再变为0，如此往复，用以表示上面的IGBT由关断变为导通，而PULSE1的起始值是1，在0.5 s后变为0，1 s后再变为0，如此往复，用以表示下方的IGBT由导通变为关断.这样，一开始是一个Boost电路，1 s后再变成一个Buck电路，2 s后再变为一个Boost电路，如此往复.

图6 IGBT仿真电路图Fig.6 The diagram of IGBT artificial circuit

仿真结果如图7所示.图7(a)表示了在1 s时开关管发生了通断变化，电路模式由Buck变换转变成了Boost变换，由图7(a)所示，得出在Buck-Boost变换下，电压值在输入端为24 V(在仿真系统内设定)，得到

图7 IGBT构建DC/DC模型Fig.7 DC/DC model by IGBT

输出端的电压为-12 V，可以得出Buck-Boost变换成功.图7(b)同样也说明逆向可行，得到的数值也在-24V左右，但是仿真所得的结果在很大的空间内发生了波动，是一个不稳定的电压值，这不是我们希望得到的结果.

使用了MOSFET代替了二极管和IGBT模型，如图8所示.MOSFET电路简单，同样也减少了二极管对电路带来的影响，使得电压值是一个相对稳定的值，是一个接近于理想电压模型的电压值，给实际应用中减少影响.同样，输入端设定为24 V来观测输出端的相关数据.使用阶跃信号来控制MOSFET的关断以实现Buck-Boost的转换，波形如图9所示.

图8 MOSFET构建DC/DC模型Fig.8 DC / DC model by MOSFET

图9 MOSFET构建DC/DC模型Fig.9 DC/DC model by MOSFET

由图9(a)可以得出，在S1通电时，输出端电平立刻来到了12 V左右，经过放大，由图9(c)可以看出，转换时间在约0.117附近，基本满足所要求设计的转换时间在100 ms左右的要求，同样对图9(b)的波形输出端最终得到了22 V左右的结果，和24 V的结果接近，基本符合设计需要.同样我们可以看出所得波形的上下浮动不明显，基本在0.1 V以内，是一个比较理想的情况，比使用IGBT设计的双向DC-DC电路所得的结果来的稳定的多，所以更应采用实际设计的模型进行设计.

4 总结

本文以双向可逆DC-DC变换器为研究背景，主要对其拓扑结构、仿真电路与实际结构进行了研究，使用了MATLAB/Simulink工具进行仿真，并且对实际电路进行了设计.在仿真条件下，探讨了两种不同的双向可逆DC-DC变换器的工作情况，并且对实际电路模型进行了选择.发现以IGBT和二极管构建的传统双向可逆DC-DC变换器产生的实际电压是有波动的，而使用MOSFET进行设计的双向可逆DC-DC变换器则可以大大降低这个波动，产生一个比较理想的电压值.在仿真中使用了脉冲信号和阶跃信号为例，实现PWM控制，即控制MOSFET和IGBT的通断情况，并且观测他们的实际运行情况.未来将在本文研究基础上，探究传统IGBT和二极管模型下的双向可逆DC-DC变换器波形波动的原因，并且对MOSFET模型下的双向可逆DC-DC变换器进行改动，使得变换时间能够更短，得到的波形能够更加理想.