刘 桃，桑朝春，朱玉玉，武 丽

（西南科技大学 信息工程学院，绵阳 621000）

0 引言

压电陶瓷是一种能够将机械能和电能互相转换的信息功能陶瓷材料，具有体积小、功率密度大、响应速度快和出力大等特点[1,2]。压电陶瓷广泛应用于超声医疗、声纳系统、微位移输出装置、航空航天等研究领域[3～5]。但是，随着科学技术的飞速发展，基于单层压电陶瓷的产品已经不能在诸多的应用领域中满足要求，于是能产生大位移、大推力的机械封装压电陶瓷堆叠受到了越来越多的关注。即将单片压电陶瓷交叉堆叠起来，再用机械结构进行封装，即对压电陶瓷起到保护作用，又使得其动态性能更好，这同时也对压电陶瓷驱动器有了更高的要求，需要更高的驱动电压、电流及低纹波[2]。压电陶瓷驱动器一般分为开关式和直流放大式，直流放大式驱动器输出纹波小，但效率和输出功率较低；而开关式驱动器输出效率和功率高，但输出纹波和失真偏大，显然开关式驱动器的性能更适合驱动压电陶瓷堆叠[6]。而纹波电流对压电陶瓷的使用寿命有着重大影响，同时也会引起机械应力，因为压电陶瓷的位移与累积的电荷成比例[7,8]。为解决开关式驱动器输出纹波大的问题，设计采用移相控制的并联式主电路，增加驱动电流的等效开关频率结合LCL滤波器，实现低纹波失真、高压和大功率的驱动。

1 电路设计

1.1 系统结构

驱动器将输入的交流市电进行整流滤波变成直流，然后经过DC-DC隔离电路进行隔离调压，输出可调直流电压给并联式主电路提供直流电源。系统结构如图1所示。

图1 系统结构框图

控制系统以TI公司的数字信号处理（DSP）芯片TMS320F28335为控制核心，对输入信号进行采集，调节输出脉冲宽度调制（PWM）信号的占空比，PWM信号经过隔离驱动隔离放大后控制DC-DC隔离电路中金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的栅极电压来实现输出电压的调节。DSP在对输入信号采集的同时输出按输入信号变化的PWM信号，控制并联式主电路，使其输出按输入小信号变化的高压信号以驱动压电陶瓷。反馈电路包括采样网络和A/D芯片，采样网络对压电陶瓷上的电压和电流进行采集。A/D芯片将采样网络输出的模拟信号转换为数字信号并输出给DSP。DSP将采集的数字信号与预设值做差后结合比例-积分-微分（PID）控制进一步调整输出的PWM信号来对DC-DC隔离电路和并联式主电路来实现闭环控制，以使放大增益闭环和提供驱动器的动态性能。

1.2 DC-DC隔离电路

DC-DC隔离电路的拓扑如图2所示，由Q1、Q2、Q3和Q44个MOSFET组成的全桥电路，互为对角的两个同时导通，而同一侧半桥上下两个交替导通，将整流滤波电路输出的电压Vin转换成同幅值的交流电压，加在变压器T的一次侧。改变驱动MOSFET的PWM占空比就能改变二极管D1、D2、D3和D4组成整流电路的整流电压平均值，也就改变了输出电压Vdc。

图2 DC-DC隔离电路拓扑

为了避免同一侧半桥电路中上下MOSFET在换流过程中发生同时导通而损坏开关管或前级电路的现象，每个MOSFET的PWM信号各自占空比不能超过50%，并且保留一定的裕量。当滤波电感L的电流在整个开关周期中保持连续时，输出电压Vdc为[9]：

a为开关PWM控制信号的占空比，N1为变压器T原边的匝数，N2为副边的匝数。实际电路中使用原副边匝比为1:5的变压器，调整PWM占空比a的大小使DC-DC隔离电路输出电压Vdc的最大值达1000V。

1.3 并联式主电路

并联式主电路拓扑如图3所示，它是由4路单相半桥电路并联而成（A、B、C、D共4路），输入直流电压Vdc由前级DC-DC隔离电路提供。控制系统的DSP通过修改移相寄存器产生4对8路正弦脉宽调制（SPWM）信号对电路进行控制，每路上下桥臂MOSFET的SPWM控制信号互补，为避免上下桥臂同时导通将电路短路，保留一定的死区时间。每路输出分别经过电感L1、L2、L3和L4滤波，在E点相互叠加。再经过电容C1和电感Lo构成LCL滤波器滤波输出到压电陶瓷叠堆C2上，得到低失真、低纹波的正弦电压和电流。

图3 并联式主电路拓扑

为保证良好的电流叠加效果，各路半桥电路的输出电感L1、L2、L3和L4的感值保持一致。单独分析其中一路构成的LCL滤波器即可，以A路为例，其等效电路如图4所示。ui、uo分别为桥臂侧输入电压和滤波器输出电压；L1、Lo和C1分别为桥臂侧电感、输出侧电感和电容，总电感为La=L1+Lo；i1、ic和io分别为桥臂侧电流、流过电容电流和输出电流；R1、Ro分别为电感L1和Lo的等效串联电阻。

图4 LCL滤波器等效电路图

与L型滤波器相比，LCL滤波器是利用了电感电容对不同频率分量所呈现阻抗差异性的特点，滤波器增加了滤波电容C1和输出侧滤波电感Lo，电感支路对高频阻抗大，而电容支路则小[10]。加入C1和Lo后可对桥臂输出含有高次谐波的电流i1进行并联阻抗分流，滤波电容C1为高频部分电流ic提供低阻抗通路，从而降低注入压电陶瓷的谐波电流分量[11]。

由图4可以得到桥臂侧输入电压到输出电流与桥臂侧电流的传递函数：

式中：a3=L1LoC1；a2=（R1Lo+RoL1）C1；a1=La+R1RoC1；a0=R1+Ro。

LCL滤波器谐振频率设计不应过高或过低，LCL滤波器谐振频率fres计算如下式：

对于并网逆变器一般采用的范围为10fb

1.4 反馈电路

实现增益100倍的闭环控制，需要实时采集输出电压的值作为反馈。电压采集通过精度为0.1%的高精度电阻网络分压，将高压输出信号转换为毫伏级信号，再通过隔离运放进行隔离放大后输出到具有4通道、16位数据精度、1MHz采样率的数模转换芯片中。DSP通过串行外设接口与数模转换芯片通信，读取反馈瞬时电压值，进行峰值检测后与期望增益电压值做差，进行PID调节。

为防止高频时驱动器输出电流过大损坏驱动器或压电陶瓷需要采集输出电流进行过流保护。电流采集与输出电压采集同理，选用毫欧级的高精度采样电阻，串接到输出回路当中，将电流信号转换为电压信号。经过隔离运放隔离放大后通过数模转换芯片输出到DSP芯片中。由于电流信号一般为正弦信号，需要进行有效值计算。将一个周期内的采集值进行计算，得到电流有效值Irms为：

式中：N为一个周期内的采用点数；m为第m次采样计数值；im为第m次采样的瞬时电流值。

2 并联式主电路的移相控制及仿真

并联式主电路采用4重移相SPWM控制策略，4重移相SPWM的工作原理是，4个相位依次相差90°的三角载波信号，由一个同频同相的正弦信号进行调制。最终产生4路相位依次相差90°的SPWM信号，如图5(a)所示。这4路SPWM信号从上到下分别用于控制图3中的M1、M2、M3和M4，它们的相位依次是0°、90°、180°和270°。8个MOSFET的SPWM控制信号，基波频率均为2kHz，载波频率（开关频率）均为100kHz。4个桥臂输出4路幅值同Vdc的高压SPWM信号频率也为100kHz，仅相位依次相差90°。这4路高压SPWM信号经过各自的滤波电感L1、L2、L3和L4的滤波在E点复合叠加后等效出的载波频率为400kHz。

在仿真软件中进行4重移相并联电路平台的搭建并进行仿真，具体仿真参数如表1所示。

仿真结果如图4(b)所示，4路桥臂输出电感中纹波频率为100kHz的电流和它们经过复合叠加滤波后的输出电流，该电流平滑无明显失真且幅值为单路电流幅值的4倍。图4(c)为图4(b)中虚线位置电流的局部放大图，i1、i2、i3、i4分别为电感L1、L2、L3和L4中流过的电流，它们相位同样依次相差90°。图4(d)为电路输出峰值为150V，频率为2kHz的电压信号，总谐波失真（THD）小于3%。改变基波信号的频率使其在2kHz范围内变化，观察输出电流的THD，发现其始终保持在4%以内。

表1 仿真参数

图5 4重移相控制仿真波形

3 实验验证

根据以上设计方案和仿真参数，设计了一台基于移相控制的压电陶瓷驱动器的实物，如图6所示。为对驱动器中功率MOSFET进行良好的散热，采用了从PCB背面安装，平贴散热器的方式，并加装了风扇根据温度进行调速。测试采用的压电陶瓷等效电容为5µF，最大驱动电压为1000V。

图6 驱动器实物图

3.1 输出测试

当输入信号是峰值1.5V，频率为2kHz的正弦信号时检测驱动器输出电压和电流，如图7所示。输出电压电流频率同为2kHz，电压峰值为149V，增益近乎为100倍，电流峰值为6A。图8为输入信号峰值9.5V，频率500Hz的输出波形。电压峰值960V，电流峰值6A，此时压电陶瓷的位移接近达到最大标称值。在输入信号幅值固定不变的情况下，随机改变其频率，观察驱动器输出电流的THD值。结果如表2所示。最大电流THD值小于5%，由于实际器件参数并不能完全匹配仿真值，存在一定的误差，所以实测值较仿真结果略大。

图7 输入1.5V，频率2kHz

图8 输入9.5V，频率500Hz

表2 电流总谐波失真

3.2 动态性能测试

压电陶瓷的应用场合往往对其驱动器的动态性能有较高的要求。用信号发生器产生不同频率、不同幅值的正弦波信号作为驱动器的输入，通过示波器观察并记录输出信号的幅值，得到不同频率输入输出电压关系图，如图9所示。可以看到当信号频率在2kHz及以下时，其关系曲线基本保持固定的斜率，良好的维持了100倍的固定电压增益，最大输出电压960V。当信号频率为2500Hz时，放大倍数出现了明显的偏移，但在设计频带2kHz以下驱动器具有良好的动态性能。

图9 不同频率输入输出电压关系

3.3 阶跃响应测试

通过函数发生器输出0～3V的阶跃信号作为驱动器的输入信号，通过示波器观察驱动器的输出电压信号，如图10所示。输出电压波形无过冲，响应时间快，0～300V响应时间约为200µs。

图10 阶跃响应测试

4 结语

针对开关式压电陶瓷驱动器输出电流失真，纹波大等问题，设计了基于移相控制的压电陶瓷驱动器。主电路采用半桥电路并联的结构结合移相控制，增加电流等效开关频率，并采用LCL滤波器控制谐波。实验结果表明基于该电路结构和控制方法的开关式压电陶瓷驱动器工作稳定，输出电流失真较小，具有良好的动态性能和快速的响应能力。