刘廷敏

(成都农业科技职业学院, 四川 611130)

0 引 言

在可以处理多个通信标准的接收机当中，宽带低噪声放大器LNA是必不可少的模块，要求LNA不仅要具有较低的噪声、较高的增益，也需要具有较宽的输入阻抗匹配频段[1-3]。并且为了保证信号能够不失真地放大，还需要LNA具有较高的线性度。二阶互调失真分量(IMD2)和三阶互调失真分量(IMD3)是影响LNA线性度的两种重要因素，严重退化了整体接收机系统的灵敏度。

为了在较低的噪声下，实现较宽的阻抗匹配，噪声抵消技术得到了广泛的应用[4-6]，虽然噪声抵消技术采用负反馈方式抵消了第一级晶体管的热噪声和非线性谐波失真分量，但是该技术很难抵消掉由辅助放大器产生的非线性谐波失真分量，而该分量是引起电路非线性失真的主要因素。为了克服以往技术的缺陷，本文设计了一款全新的电路结构，可以抵消掉所有级电路中的IMD2分量和IMD3分量，从而提高电路的线性度。

1 宽带阻抗匹配和噪声系数

图1所示即为本文所提出的LNA电路图，其中，反馈电阻RF的采用，将第A级晶体管的栅极电压偏置于VDD/2上，因此并不需要采用额外的偏置电路。

图1 提出的LNA电路图

图2 所提出LNA采用IMD2分量抵消的概念

经推导可得，图1所示电路的输入阻抗Rin、输出阻抗Rout和电压增益Av分别为：

(1)

(2)

Av=(Rout‖RL){gm,B+gm,Agm,C(RF‖ro,A)}

(3)

其中，ro,i为第i级晶体管的输出阻抗(i=A，B，C)，gm,i为第i级NMOS和PMOS的跨导总和，可以通过调整A级和B级晶体管的跨导，将输入和输出阻抗匹配至源阻抗RS。

基于噪声抵消技术的讨论下[7]，得到所提出LNA的噪声系数可表示为：

(4)

2 IMD2抵消

为了抵消掉IMD2分量，可以采用互补CMOS并联推拉结构[8]。为了便于分析起见，图2给出了基于IMD2分量抵消技术的机制概念图，图2(a)为简单的反相器型放大器的小信号模型，该结构中，当g′mp=g′mn时，偶次谐波分量不流经负载电阻，基于此，本文采用图2(b)所示的互补PMOS电路和NMOS电路结构，此结构亦可抵消噪声，当PMOS晶体管尺寸NMOS晶体管尺寸大约2～3倍的时候，可消除所有级上的偶次谐波分量。此刻，二阶输入截止点IIP2可表示为：

(5)

其中，Δg′m,i为在第i级电路中PMOS管跨导一阶倒数与NMOS管跨导一阶倒数之差，因而，当满足g′mp,A=g′mn,A和g′mp,B=g′mn,B条件时，IIP2无限大。

3 IMD3抵消

三阶非线性主要受到以下三个因素影响：非线性跨导g″m，非线性输出阻抗和基波分量与IMD2的互调分量。在本文设计中，可以通过采用增加电流的方法来达到降低非线性输出阻抗的目的，而且，由于IMD2分量的抵消，也可以忽略掉基波分量与IMD2的互调分量对三阶非线性的影响。因而，只需要实现降低非线性跨导g″m的目的即可。第A级的IMD3分量可以在噪声抵消技术使用中得到消除，然而，该技术很难抵消掉由辅助放大器产生的非线性谐波失真分量，而该分量是引起电路非线性失真的主要因素。三阶输入截止点IIP3可表示为：

(6)

其中，g″m,i为第i级电路跨导的二阶导数，当gm,BRS=gm,C(RS+RF)+g″m,B/g″m,A时，可以完全抵消掉IMD3分量，这与噪声抵消技术的要求条件有一些差别。由于g″m,B与g″m,A所相关晶体管的栅极偏置电压相同，因而它们具有相同的极性，在IMD3抵消条件满足的情况下，gm,B应该大于满足噪声抵消条件下要所要求的gm,B，图3所示的仿真结果验证了这一推论。

图3 第A级噪声和LNA的IIP3随着gm,B/gm,A变化的仿真结果

图3所示即为第A级噪声和LNA的IIP3随着gm,B/gm,A变化的仿真结果，由图可见，在最优噪声特性处，晶体管栅长相同情况下，B级晶体管的尺寸是A级晶体管尺寸的1.25倍，而在B级晶体管的尺寸是A级晶体管尺寸的1.85倍时，IMD3的抵消量达到最大，此时IIP3达到最大值。本文设计中，选取最优IIP3处，此处相比较于最优A级噪声系数处，需要一个较大的gm,B，虽然，在最优IIP3处，噪声抵消技术在A级上没有发挥出最大的优势，但是LNA的噪声系数并没有恶化，反而得到了改善，这些现象可在式(4)中得到解释，gm,B位于式(4)中的分母上，gm,B越大，噪声系数越小，并且随着gm,B的增大，相应的电路功耗也略有上升，同样也对噪声系数的改善起到了促进作用，为了更好的验证这一推论，图4给出了LNA噪声系数随着gm,B/gm,A变化的仿真结果。

图4 LNA噪声系数随着gm,B/gm,A变化的仿真结果

4 实验验证与讨论

电路仿真采用ADS软件，基于TSMC 90 nm CMOS工艺对所提出的LNA进行设计并流片实现，图5所示即为流片实现的LNA芯片照片，包含有焊盘的芯片大小为0.9×0.6 mm2，核心芯片尺寸仅为0.19×0.05 mm2，电路工作在1.1 V电源电压下，消耗的功耗为19.5 mW。图6所示即为增益S21和噪声系数NF的测试结果，所提出的LNA覆盖了0.1～3.9 GHz频段，在该频段内，S21的值为10.6～13.6 dB，在0.5 GHz取得了最大的增益值，NF也取得了1.9～3.8 dB的较优值。图7给出了输入反射系数S11和输出反射系数S22的测试结果，在整个频段内，S11优于-8 dB，S22优于-11 dB，取得了较优的输入输出匹配性能。图8给出了IIP2和IIP3的测试结果，在0.1～3.9 GHz 的整个频段内，IIP2和IIP3分别取得了21.5～24.3 dBm和2.6～3.8 dBm的较高数值，IIP3测试值与图3仿真得到的IIP3相比，相差较大，这可能主要是由A级和B级的晶体管非匹配因素造成的。

图5 LNA芯片照片

图6 增益S21和噪声系数NF的测试结果

图7 S11和S22的测试结果

图8 IIP2和IIP3的测试结果

表1给出了本文设计的LNA与其它文献LNA的性能对比结果[4,7-11]，其中，表中增益为整个频段内的最高值，IIP2和IIP3均为在整个频段内的平均值。尽管本工作的供电电压较小，但是仍取得了较优的线性度性能，相比较于文献[7]和[11]而言，虽然本工作的噪声性能略差，但是IIP2和IIP3的性能远优于文献[7]和[11]中LNA的线性度性能。得益于本文技术的先进性，即使本工作LNA采用单端形式，线性度性能也优于文献[10]中采用差分结构的LNA。

5 结 语

本文采用噪声、IMD2和IMD3分量抵消技术，设计了一种宽带CMOS LNA。为了使电路简单易设计，该LNA采用单端输入、单端输出的结构，通过电路内部非理想因素抵消技术的采用，所提出的LNA取得了较低的噪声系数和较高的IIP3。而且，通过采用PMOS和NMOS晶体管对的IMD2抵消技术，LNA也取得了较高的IIP2。本文所设计的LNA较适合应用于对灵敏度和线性度要求较高的宽带射频接收机中。

表1 LNA性能总结与比较