孙博海 胡桂明 郭向威

摘   要：阐述了原边反馈反激变换器的工作原理，论述了原边反馈反激变换器的优点，最后在MATLAB/Simulink中进行了建模与仿真。MATLAB/Simulink作为常用的研究软件，在反激变换器这一领域往往着眼于常规副边反馈的仿真研究，鲜有原边反馈的相关阐述。对某种原边恒流反馈的反激变换器进行仿真探讨，为实际电路的设计提供了方便。

关键词：反激变换器;原边反馈;建模与仿真

中图分类号：TM46                                                     文献标识码：A

Simulation Study of Primary Side Regulated

Flyback Converter Based on MATLAB/Simulink

SUN Bo-hai？覮，HU Gui-ming，GUO Xiang-wei

（College of Electrical Engineering，Guangxi University，Nanning，Guangxi 530004，China）

Abstract：The paper studies the working principle of the primary side regulated flyback converter，and discusses the advantages of the secondary side regulated flyback converter. At last，the paper makes modeling and simulation in the MATLAB/Simulink. As a commonly used research software，MATLAB/Simulink often focuses on the simulation research of the traditional secondary side regulated flyback converter. There are few related descriptions of primary side regulated feedback converter in the MATLAB/Simulink. The paper makes a decision to simulate the constant current feedback of primary side regulated flyback converter. The paper provides convenience for the practical circuit design of primary side regulated flyback converter.

Key words：flyback converter;primary side regulated;modeling and simulation

MATLAB/Simulink作为常用的研究软件，在反激变换器这一领域往往着眼于常规副边反馈的仿真研究，鲜有原边反馈的相关阐述。对某种原边恒流反馈的反激变换器进行仿真探讨，可以为实际电路的设计提供方便。

1   原边反馈反激变换器

图1为原边反馈反激变换器的基本结构，其与传统的副边反馈反激变换器所不同的地方是副边反馈反激变压器往往是通过采样副边电压，再配合TL431和光电耦合器从而实现完全的电气隔离[1]。但考虑到TL431和光电耦合器的成本对于整体电路而言较高，光电耦合器本身的受命也制约了电源，且所需元器件繁杂[2]。因此，对于一些小功率场合，往往希望一种稳定性更高，成本更低，电路更简洁的电路拓扑[3]。

在此情况之下，一些公司推出了原边反馈方式的反激变换器，顾名思义，这种控制方式的反激变换器是通过采样原边信号，从而实现控制，稳定输出[4]。它在原边增加了一个线圈用来辅助采样，取代了传统副边反馈所需要的TL431和光电耦合器。无论在成本还是设计难度上都优化了许多[5]。

原边反馈方式的仿真结果图如图2，从上到下分别为Vout和Vs。

2    原边反馈反激变换器在MATLAB/Simulink

的仿真与分析

2.1   原边反馈结构

图2分别为输出电压波形图和辅助采样电压波形图。可以看出，辅助采样电压在变化趋势上基本和输出电压一致，这力证了此方法的可行性。但是放大结果图可以看出此方法也存在着一定的问题，具体结果见图3。

如上波形图依次为输出电压、MOS管控制信号、副边线圈电压、原边辅助绕组采样电压。可以看到副边线圈电压在MOS管刚关断瞬间有着震荡部分，这是因为变压器存在着漏感，而漏感的能量是不会通过变压器磁芯耦合到其他部分。在MOS管关断瞬间，因为电感电流是不能突变的，这部分电流产生的感应电动势无法被耦合而箝位，所以可以看见电压会冲的很高。因为这部分漏感和元件的寄生电容的存在，从而引起了这部分的震荡波形。显然的，我们不能在这个阶段进行电压采样，为了避免这部分对采样的影响，我们需要采取延遲采样的方法。原边辅助绕组采样电压震荡结束之后的波形是稳定的，通过一定的比例处理可以准确的反映出输出电压。即：

其中，Vs表示副边线圈电压，Ns表示副边线圈匝数，NA表示辅助绕组线圈匝数，Vsample表示辅助绕组线圈电压。

反激变换器一般的工作模式分为三种：连续工作模式（CCM）、断续工作模式（DCM）和临界工作模式（CRM），其中断续工作模式因为输出电流断续，因此受输出影响不像CCM那样因为电压变化而有较大变化，有较好的电压调整率，因此本文设计的原边反馈反激变换器工作在断续模式（DCM）。

2.2   变换器基本结构

2.2.1   控制器电路

本设计的控制主要利用RS触发器实现功能。为了方便阐述，我们作出如下副边电流反馈的仿真原理图。

可以看到，整个控制器由误差放大器、三角波信号源和RS触发器组成。三角波信号源是由开关管、电流源和电容组成。当开关管关断时，电容以稳定电流充电;当开关管开通时，Vramp为0，从而通过控制开关管实现三角波信号的产生。

RS觸发器的S端接入一个给定频率的方波电压信号源，这个给定频率也决定了反激变换器的开关频率。初始状态S、R、Q均为0，MOS管关断，Q = 1，Vramp为0;当信号源开始以一定频率开始工作时，S = 1，R = 0，Q = 1，此时MOS管开通，Q = 0，Vramp以一稳定斜率开始上升到给定电压，生成三角波信号。

误差放大器这部分工作原理为：采样副边电流信号，通过电阻转换为采样电压信号Vb，通过补偿器，送到误差放大器的反相输入端，再与加在误差放大器同向输入端的参考电压进行比较，输出电压Vea，再送入下一个运放的反向输入端，与同向输入端的三角波信号比较，生成一个矩形脉冲输出，再连到RS触发器的R端，该部分信号决定了反激变换器的占空比大小。

电压波形图如图6所示，从上到下分别为S端、R端和Vctrl信号。

2.2.2   延迟采样电路

由于原边反馈方式采样电压是采样辅助绕组线圈电压，不能直接拿来使用，具体电压波形如图7所示。可以看到，在MOS管关断瞬间，副边绕组线圈电压因为变压器漏感和开关管寄生电容的原因，电压有着不规律的震荡，呈现出不规则的电压尖峰。震荡完毕之后，辅助绕组线圈电压VA与输出电压VO有着较为明确的比例关系，即：

其中，Ns表示副边绕组匝数，NA表示辅助绕组匝数，VF表示副边二极管的压降。已知二极管压降与其留过电流大小有关，流过电流越小，VF越小，当副边电感电流为0时，VF为0，此时辅助绕组电压为：

由此可知，在此时采样辅助绕组线圈电压最为理想，此处又称为膝点，此时的电压为膝电压。如图8所示。

一般的，我们通过一个延时采样电路来完成此功能，具体电路如图9所示，阐述工作原理如下：辅助线圈电压通过电阻分压之后，有一个小电容滤波，再送到延时电路中。图10为输出电压及采样电压结果图，从结果看基本可以实现电压的延时采样功能。

2.2.3   频率调整电路

由于电路的工作频率会因为负载的变化而变化，为了保证电路不会因为负载的变化而改变工作模式，我们需要根据电路的输出电压来调整工作频率。原边反馈的频率调整电路是采样原边电压，再由三角波生成器和比较器共同组成的。电路的工作频率和工作电压关系如图11所示。

从图中可以看到，工作电压和工作频率是成正比的。但是在电路刚刚启动的瞬间，因为输出电压由0开始上升，此时的工作频率不可为零，否则无法控制反激开关MOS管开启，因此我们需要设定一个最小频率，才能保证电路的正常工作。根据公式（4）也能得出输出电压是正比于工作频率的。

图12为频率调整电路原理图。很明显的，若采样电压不同，三角波波形不同，比较器输出的方波频率也不同，实现了电压控制的频率调整电路。结果对比图如图13和14所示。

我们设计频率调整电路时，需要设定一个最小频率，也就是说，即使输出电压为0的时候，输出的方波频率不能为零，已知频率与电压成正比是电路稳定工作的前提，所以需要满足公式（5）。

Vout = KVo + Va  （5）

这里的Va是个常数，也就是它决定了我们设置的最小频率。而这个Va可以由电流源与一个电阻共同提供。转化为频率，可以得到公式（6），也就是说即使输出电压为零时，比较器依然会输出一个最低频率fa，保证电路的正常工作。

fout = Kf vout + fa  （6）

2.2.4   震荡滤除电路

本仿真是恒流控制电路，采样原边电流，通过计算得出输出电流，再送到误差放大器中实现反馈控制。计算公式如下。

其中tdis是副边电感的放电时间，ts是一个工作周期，NP和NS分别是原边绕组匝数和辅助绕组匝数，Vcs是开关管的源极电压，Rsense是开关管的采样电阻。其中NP、NS和Rsense都是电路的固有参数，只需要得到其余三个参数值即可。下面阐述震荡滤除电路的工作原理。

由图7可知，副边电感放电之后因为漏感及寄生电容的存在，波形会发生震荡，这些震荡杂乱不堪，对测量造成很大的困扰，先用比较器简单处理该波形，得到图15。

简单处理之后的波形图可以看到，除了在放电开始阶段有上升信号，之后的震荡部分也会有上升信号，会对测量形成较大干扰，因此需要在采样之前进行滤除震荡的处理，再对电感的放电时间进行采样。本文的震荡滤除电路结构如图16。

简单的叙述下工作原理：输出波形取决于RS触发器的输出值，当变换器开关管控制信号处于非上升沿，则RS触发器输出高电平，这个非上升沿即开关管导通一瞬间，RS触发器开始输出高电平，直到检测到Vtdis第一个下降沿时，RS触发器开始输出低电平，而这个Vtdis第一个下降沿正是所需要检测到的电感放电结束的时刻。震荡滤除电路工作结果如下图17所示。

可以从结果图17看出，该部分电路基本能够实现该功能。下面需要检测电感放电的具体时间长度，这部分电路比较简单，用一个经典的RC电路即可，电容的电压反映的就是电感放电的时间长度，即tdis。具体电路图即仿真结果图如下。

3.2.5   开关管源极电压采样电路

从公式（7）可以看出，我们还需要采样开关管源极峰值电压VCS。由开关管源极电压波形图和开关管控制信号波形对比图20，可以得出如下结论：开关管源极电压峰值可在开关管控制信号从高电平变为低电平的瞬间测得。由此结论可以设计出开关管源极电压的采样电路，如图21所示。

通过上述处理，已经得到了 这三个参数的采样，下面用乘法器将这三个参数值整合，并送到误差放大器中。图23是 乘法器输出和输出电流波形图。可以看到乘法器的输出波形基本和输出电流波形吻合，这也证明了上述采样电路及处理方法的可行性。

2.2.6   误差放大控制电路

和常规误差反馈控制电路一样，将乘法器的输出信号输入误差放大器的反向输入端，与同相输入端的参考电压比较，再将误差放大器的输出结果与三角波进行比较，实现最终控制。这部分较为简单，就不再详细叙述，具体电路与输出结果图如图24和图25。

3   实验结果

为了检验该模型是否输出电流恒定，对负载电路作如下处理：负载电阻由两个100 Ω的电阻串联组成，用一个延迟0.1 s后输出高电平的步长信号发射器控制断路器，断路器并联在一个负载电阻旁。电路开始工作时，步长信号发射器输出低电平，此时断路器打开，两个负载电阻串联，相当于接了200 Ω的电阻负载，0.1 s后步长信号发射器输出高电平，断路器关闭，相当于短路了与之并联的电阻，此时负载电阻变为100 Ω，电路结构图和仿真结果图如图27和图28。

从结果图可以看出，输出电流自始至终没有变化，输出电压在0.1 s处开始变低，也证明了该电路基本符合设计要求。

4   结   论

分析了原边反馈反激变换器的工作原理，并在此基础之上在MATLAB/Simulink下進行了一种原边恒流反馈拓扑的建模与仿真。结果表明，通过延迟采样，频率调整和震荡滤除等电路处理，原边反馈反激变换器变换器可以较好的实现设计要求，为日后在MATLAB/Simulink上深入研究原边反馈反激变换器的建模与仿真打下了一定的基础，也为以后实际电路的设计提供了借鉴。

参考文献

[1]    MANIKTALA S，王志强.精通开关电源设计[M]. 北京：人民邮电出版社，2008.

[2]    沙占友，王彦鹏等.开关电源优化设计[M]. 北京：中国电力出版社，2009.

[3]    Primary feedback CC/CV PWM controller for flyback converters，R7711A[EB/OL]. Datasheet，Richtek Technology，Inc.Hsinchu，Taiwan，2012.https：//www.richtek.com/Products/AC_DC/Flyback%20Controller/R7711A？sc_lang=en.

[4]    沈霞，张永春，李红伟.基于原边控制的LED驱动电源设计[J].电源技术，2012，36（8）：1171—1173.

[5]    KEOGH B，LONG B，LEISTEN J.Design improvements for primary-side-regulated high-power flyback converters in continuous-conduction-mode[C].IEEE Conference and Exposition on Applied Power Electronics，2015：492—497.