石治国， 陈向锋

(92853部队,兴城 125106)

0 引言

PEMFC氢能发电机因其无污染、高效率、无噪声和具有连续工作和模块化的特点，特别是具有不受“卡诺”循环限制、工作温度低、热辐射小等优点[1，2]，在军用和民用领域都具有十分广阔的应用前景。

由于PEMFC发电机发出的是一种电特性独特的电压相对偏低的直流电，不仅动态情况下输出电压变化剧烈，静态情况下的负载电压与空载电压之间也存在很大的差异，在PEMFC发电系统中通常需要一个前级DC/DC变换器[3]将其输出电压提升和稳定在一个所需要的电压， 以满足后级单相逆变器的供电要求，同时实现高频电气隔离。

1 PEMFC发电机的输出特性

实验所得的PEMFC发电机动态特性曲线如图1、图2所示。

图1 突增直流负载(从空载到4.07 kW)

图2 突减直流负载(从4 kW到空载)

从所测得的动态电压波形可以看出，负载发生变化时，PEMFC发电机输出电压也随之改变，增大负载时电压先降低后升高且有波动，减小负载时电压升高的速度较快。这就要求在PEMFC发电系统中，需要一个前级DC/DC变换器将其输出电压提升和稳定在一个所需要的电压， 以满足后级单相逆变器的供电要求。

2 PEMFC发电机DC/DC变换器数字化控制电路结构

本文所设计的数字控制系统是通过DSP将信号采集电路采集到的电压电流信号进行转换和处理，产生PWM脉冲波形，经脉冲隔离驱动电路分别给移相全桥电路的四个功率管提供PWM信号，其硬件结构如图3所示[4-7]。

图3 移相全桥数字控制系统结构图

其中，电压、电流传感器采用南京茶花VSM025A和CSM025A ，DSP选用美国TI(德州仪器)公司的TMS320F2812，功率管驱动芯片选用IR公司的IR2113，下面将对各个器件在不同模块中的应用进行具体分析。

3 基于DSP全比较单元的移相脉冲生成原理与设计

3.1 移相脉冲的生成原理

目前，常见的移相脉冲生成方法主要有：基于EPROM存储器的移相PWM脉冲生成方法，基于DSP和CPLD的移相PWM数字实现方法和基于DSP全比较单元的移相脉冲生成方法[8-9]。对于基于EPROM存储器的移相PWM脉冲生成方法，一般是在EPROM中开辟出n个连续的数据块，每个数据块有m个字，这种方法增加了硬件成本，控制的实现较难，不具有应用的普遍性。对于基于DSP和CPLD的移相PWM数字实现方法，其是以DSP里的通用定时器为基础产生PWM波形，每个通用定时器可以提供一路单独的指定周期和脉宽的PWM输出通道，而同侧桥臂的开关器件的死区时间设置通过CPLD来实现，这种方法不需要改变硬件电路，实现起来比较简单，但是不够灵活，而且增加了外围电路成本。TMS32OF2812 DSP具有两个事件管理器(EVA和EVB)，每一个都有3对全比较单元，每个比较单元都有两个互补的PWM输出，其死区和输出极性可编程。因此，本文采用基于DSP全比较单元的移相脉冲生成方法，下面将对该方法的生成原理和设计过程进行详细分析。

对需要产生的PWM信号具有如下要求：

1.上下桥臂两管的驱动信号相差180°，设置相应的死区时间。

2.四路PWM信号的占空比固定，考虑到死区时间的存在，设置实际输出占空比0.45。

3.对角桥臂上的两个功率管的驱动信号存在移相角，超前管超前于滞后管一个移相角，移相角的范围为0～180°。

根据上面的要求生成相应的移相脉冲，原理如下：利用事件管理器EVA中的全比较单元1和2，产生4路PWM脉冲。通过全比较单元1，产生超前桥臂的两路脉冲，通过全比较单元2，产生滞后桥臂的两路脉冲。按照反馈的电压电流采样值，在两次比较中断时不断更新两个全比较单元的比较寄存器(CMPR1)的值。当比较单元1产生比较中断时， 如果此时通用定时器T1CNT减计数，则赋给比较寄存器CMPR1新的比较值Valu1，该值使计数器产生计数增； 如果此时通用定时器T1CNT增计数，则赋给CMPR1新的比较值Valu2，该值使计数器产生计数减。基于DSP全比较单元的移相脉冲生成原理如图4所示。

图4 基于DSP全比较单元的移相脉冲生成原理

通用定时器T1CNT按照连续增/减计数方式计数，计数器的计数周期为脉冲周期。死区时间通过可编程死区控制单元DBTCONA来设置，比较寄存器影子寄存器的装载条件为下溢或周期匹配中断。实际编程时，需要按照实际的PWM周期设置对称波形的计数周期。

使用EVA比较单元产生PWM波形，需要对EVA进行如下配置：

1.设置和装载ACTRA；

2.使能死区功能，设置和装载DBTCONA；

3.初始化CMPR1；

4.设置和装载COMCONA；

5.设置和装载T1CON，启动操作；

6.更新寄存器CMPR1的值。

已知输出的移相脉冲频率为20 kHz，TMS320F2812的时钟频率为150 MHz，指令周期为6.67 ns，由此可得计数周期T=150×106/20×103=7500，而通用定时器按照连续增/减方式工作，故设置通用定时器的计数周期值为3 750。

根据上面的参数，可得：最小移相角：θmin=180/3750=0.048°；

从上面的计算可以看出，采用基于DSP全比较单元生成的移相脉冲和模拟芯片相比，具有更高的精确度，能够更好的达到控制的要求。

3.2 移相脉冲的仿真实现

通过前面对移相脉冲的生成原理分析可知，移相PWM是通过DSP的全比较单元来实现的，其流程图如图5所示。

图5 移相脉冲生成流程图

将电压电流调节器输出的信号与固定频率(f=20 kHz)的台阶锯齿波信号进行比较，通过逻辑运算，产生相应开关管的驱动信号。

根据移相脉冲的生成流程图在MATLAB中建立移相脉冲生成模块，如图6所示。

图6 移相脉冲产生模块

其中，Pluse1幅值为1，周期0.000 025 s，脉冲宽度占周期的90%，延迟相位0s；Pluse2幅值为1，周期0.00005 s，脉冲宽度占周期的50%，延迟相位-0.00005 s；固定延时TD延迟时间0.000025 s，可变延时VTD1和VTD的输入为Angle，延迟时间初始值0，最大延迟时间0.000025 s，最后输出频率为20 kHz(周期0.00005 s)、幅值为1的4个可移相脉冲序列PWM1、PWM2、PWM3、PWM4，通过仿真得移相脉冲波形如图7所示。

图7 移相脉冲的仿真实现

从仿真波形可以看出，开关管的驱动脉冲PWM1和PWM4，PWM2和PWM3实现了移相，同桥臂上下管驱动脉冲PWM1和PWM3，PWM2和PWM4实现了互补，并且实现了死区时间的设置。

4 电压电流采样电路的设计

为了实现输出电压和电流达到预期值，本变换器采用电压外环电流内环双闭环控制，这就需要对输出电压和电流进行采样控制。而出于对电路可靠性的要求，电压、电流的采样要与控制电路隔离，以避免主电路中大电流流过地线时压降带来的干扰。

霍尔电流、电压传感器具有优越的电性能，是一种先进的、能隔离主电路回路和控制电路的电检测元件，因此本机选用电压、电流霍尔元件进行电压电流的检测。霍尔电压传感器的工作原理：传感器的原边串入大电阻，得到原边电流，该电流在副边产生一定比例的副边电流，副边电流流过电阻产生的压降能够反映主电路的电流值。霍尔电流传感器的工作原理是：原边电流在副边产生一定比例的副边电流，副边电流流过电阻产生的压降能够反映主电路的电压值。

本机选用的霍尔电压传感器为南京茶花VSM025A，原、副边匝数比为3000∶1200，霍尔电流传感器为南京茶花CSM025A，原、副边匝数比为1∶1000。电压采样电路如图8所示。

图8 电压采样电路

其中：Ud为主电路电压。

电流采样电路如图9所示。

图9 电流采样电路

从上面的分析可以看出，经过霍尔电压、电流传感器的隔离和运放电路的处理后，采样输出电压不仅满足了DSP中AD模块0～3 V的电压要求，还实现了主电路和控制电路的电气隔离，提高了系统的抗干扰能力。

5 系统的仿真与结果分析

为了验证所设计的主电路和控制电路的可行性，本节利用MATLAB的Simulink平台对该系统进行了仿真研究[10-11]，仿真电路如图10所示。

图10 系统仿真电路原理图

仿真电路参数设置如下：输入电压源为Subsystem1加载模型；高频逆变桥采用四个IGBT/Diodes塔接而成，IGBT功率开关管参数按FGA180N30D的参数设置，漏源级间电容为3420pF；单相高频变压器，容量5 kVA，频率20 kHz，变比为5/48；高频整流桥采用Diodes结构，并采用默认参数；隔直电容Cb=930 μF，谐振电感L3=0.9μH，滤波电感Lf=630 μH，滤波电容Cf=2 200 μF；中间直流参考值380 V；电压外环PI调节器比例系数10，积分系数0.005，输出限值-100到100；电流内环PI调节器比例系数为100，积分系数为0.0005，输出限值-25e-6到25e-6；采样时间2 μs。

得到满载情况下系统的仿真波形如下所示，超前桥臂和滞后桥臂的软开关波形，如图11、图12所示。

图11 超前桥臂ZVS软开关

从图11和图12中可以看出，当驱动电压加在开关管上时，开关管两端的电压下降到零，这说明系统实现了ZVS软开关。

变压器初级侧和次级侧两端的电压波形，如图13、图14所示。

图12 滞后桥臂ZVS软开关

图13 变压器初级侧电压波形

从仿真波形图可以看出，两者均为正负交变的方波电压，幅值均能达到要求，但电压波形的毛刺较大，产生了振荡，这是由于变压器漏感与IGBT的输出电容谐振造成的，为解决这个问题，在实际电路的设计中，应注意给IGBT加吸收电路。

系统突加负载和突减负载时的输出电压波形，如图15、图16所示。

图14 变压器次级侧电压波形

图15 突加负载时的输出电压波形

图16 突减负载时的输出电压波形

从图中可以看出，输出电压在突加负载时电压略有跌落，突减负载时电压突升，但电压跌落和突升小于1.4V，这说明所设计的DC/DC变换器能很好的改善PEMFC怪异的动态输出特性。

7 总结

本文确定了数字控制系统的实现方案，介绍了基于DSP全比较单元的移相脉冲生成方法，仿真实现了移向脉冲的生成。设计了DSP的相关硬件电路和电压电流采样电路，确定了数字控制系统的控制参数，通过MATLAB的Simulink平台对所设计的系统进行了仿真分析，验证了所设计的主电路和控制电路对于PEMFC发电机的适应性。