电动汽车用双向DC/DC变换器设计

2018-09-04顾杰

上海电机学院学报 2018年4期

顾杰

(上海海事大学物流工程学院，上海 201306)

21世纪，全球面临能源需求不断增长和环境污染的双重挑战。电动汽车由于对环境影响小、使用方便和结构简单等优点，越来越受欢迎[1-2]。储能系统作为电动汽车的核心，对电动汽车的续航、使用寿命和整体性能都有着决定性的影响。

文献[3-4]研究的以电池、DC/DC变换器和电机控制器为核心的电动汽车储能系统存在以下缺点：汽车频繁制动会使蓄电池频繁充放电，对电池造成一定损坏而影响其寿命；汽车加速或者爬坡时，蓄电池会大电流放电，对电池寿命不利；蓄电池作为唯一电源会限制汽车续航里程，使之无法取得突破，而续航里程则是衡量电动汽车性能的一个关键指标。

如图1所示，将超级电容通过双向DC/DC变换器加到蓄电池与逆变器之间的直流母线上，构成电动汽车复合储能系统，可以弥补蓄电池单独供电的不足。在复合储能系统中，双向DC/DC变换器起关键作用，因此对双向DC/DC变换器进行研究，可以推动储能系统的发展。

图1 电动汽车复合储能系统示意图

国内外学者对电动汽车用双向DC/DC变换器做了很多研究。文献[5]设计了一套基于数字信号处理(Digital Signal Processing，DSP)的全数字双向DC/DC变换器控制系统。该双向DC/DC变换器为单相半桥变换器，结构简单、系统性能良好，但是电流纹波较大。文献[6]提出了一种带非线性电感且采用移相控制方法的高效DC/DC变换器，它采用了隔离型全桥拓扑，通过移相控制实现开关管的零电压开关工作，减少了损耗，提高了效率，但需使用较多开关管，成本高结构复杂。文献[7]提出一种磁集成结构的DC/DC变换器应用于电动汽车混合储能系统，能优化电能质量，提高电动汽车的续航时间和加速时所需的能量，但较为复杂。

选用交错并联双向升降压式变换(Buck/Boost)电路拓扑，相对于隔离型拓扑而言结构简单、成本低，且开关元件的电应力较小，导通损耗小[8]，同时交错并联结构能够减少电感电流纹波。

1 系统拓扑与参数设计

交错并联双向Buck/Boost变换器拓扑图如图2所示，U1为超级电容端电压，U2为蓄电池端电压，C1,C2分别为输入输出端滤波电容，L1,L2为并联电感。当电动汽车启动或加速时，需要较大的功率，超级电容释放存储的电能，和蓄电池一起提供汽车所需的能量，此时Buck/Boos变换器工作在升压(Boost)模式，从U1向U2传输能量，功率开关管S1,S3开通，S2,S4关断。当汽车减速或制动时，变换器工作在降压(Buck)模式，功率开关管S2,S4开通，S1,S3关断，能量从U2传向U1，即通过变换器降压后存储到超级电容中。

图2 交错并联双向Buck/Boost变换器拓扑图

本文设计了一个2 kW的系统，超级电容端电压U1=100 V，蓄电池端电压U2=200 V，开关频率fs=20 kHz。

通常情况下，Buck/Boost变换器的电感值由电感电流纹波来确定，选择纹波ΔiL为平均值的20%，再计算Boost及Buck模式时的最小电感值。根据文献[9]可知，Boost电路和Buck电路的电感分别为

(1)

式中:D为占空比。

由此计算出Boost模式下LBoost=1.25 mH，Buck模式下LBuck=1.25 mH，所以综合考虑，取L1=L2=1.25 mH。

根据设计要求，取电容电压的纹波为输入输出侧电压值的5%，同时假设电感电流的纹波全部流入电容，所以低压、高压侧的滤波电容(C1和C2)分别为[9]

(2)

式中：R为Boost模式时的等效负载。

由式(3)、式(4)分别计算出输入输出电容值，综合考虑取C1=C2=12.5 μF。实际运行时，两端电压波动较大，为保证系统的稳定运行，可以适当增大电容值。

2 建模和控制器设计

电动汽车在早晚高峰时频繁起停，因此要求双向DC/DC变换器响应速度快[10]。电压外环、双电流内环的控制方法具有响应速度快、输入电流可控和抗噪声能力强等优点，非常适用于电动汽车双向DC/DC变换器。此外，由于变换器电流较大，采用双电流的控制方法还可以实现两路电感电流的可控与均流。

在Boost模式下，负载为蓄电池，其端电压为U2，等效电阻R，iL1和iL2为两路电感电流，能量正向流动，此时Buck/Boost变换器完全可以等效为交错并联Boost电路。Boost模式下的交流小信号方程为[11]

(3)

式中:D1和D3为稳态占空比。

根据交流小信号方程可建立相应的小信号模型[12]，如图3所示。

图3 Boost模式交流小信号模型

将时域函数通过拉普拉斯变换到复频域，也就是s域中。拉普拉斯变换是一个线性变换，可将一个有引数实数t的函数转换为一个引数为复数s的函数。

根据小信号模型可以得到Boost模式下占空比到电感电流的传递函数为[13]

(4)

电感电流到输出电压的传递函数为

(5)

整个系统采用电压外环、双电流内环的控制策略，两路电流分别独立控制，有效改善了系统的动态性能，提高了系统的稳定性和可控性[14]。系统控制框图如图4所示。

图4 系统整体控制框图

系统中两路电感分别独立控制，使两个模块的电应力接近；对采样值进行滤波处理，以保证采样值的准确性，减小其对系统稳定性的影响[15]；对电压电流采样值做归一化处理，电压采样比Ku=0.005，电流采样比Ki=0.05；PWM调制比GPWM由软件设置，此处为1。电路相关参数如下：U1=100 V，U2=200 V，L=1.25 mH，R=20 Ω，C1=12.5 μF。实际工程中，系统的穿越频率一般选开关频率的1/10～1/5，转折频率一般选穿越频率的1/5。本文中开关频率f=20 kHz，因此设定经PI控制器补偿后电流内环穿越频率fci=3 kHz，转折频率fni=600 Hz。

经PI控制器补偿后的电流环传递函数为

GI-loop(s)=GPIi(s)Gid(s)KiGPWM

(6)

式中：GPIi(s)为补偿电流环PI控制器的传递函数。

根据以下方程求解PI控制器参数:

(7)

代入电路相关参数，解得电流环控制器的比例系数KPi=0.09，电流环控制器的积分系数KIi=339.292。通过Mathcad绘制电流环的幅频特性曲线和相频特性曲线，D,DPI,PI依次代表补偿前、补偿后和PI控制器的特性曲线,如图5所示。可以看出，电流环穿越频率为3 kHz，相位裕度为80°左右，系统可以稳定工作。