陈裕成, 卢德祥, 王 武

(1. 漳州职业技术学院建筑工程系, 福建 漳州 363000; 2. 福州大学电气工程与自动化学院, 福建 福州 350116)

0 引言

逆变器作为新能源发电、 航空供电和不间断电源(uninterrupted power supply,UPS)的关键设备,随着功率器件和变流技术的快速发展,国际能源变换对逆变器的可靠性和效率提出更高的要求[1]. 传统桥式逆变存在桥臂直通隐患,通常需增加软件或硬件死区防止桥臂共导,增加了软硬件成本； 在续流阶段电流流经性能差的体二极管,限制变换效率和可靠性的提高[2]. 因此,无桥臂直通隐患、 无开关管死区时间设计、 可独立优化设计续流二极管的双Buck逆变电路成为高效、 高可靠性逆变器的主要解决方案之一[3-4].

双Buck逆变器的典型控制策略为滞环电流控制和正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)控制,滞环电流控制的双Buck逆变器具有动态响应速度快、 电压电流过零处无波形畸变的优点,但其输出电压外特性软且输出谐波频谱宽、 滤波器设计困难,不利于拓展成大功率三相双Buck运用； SPWM控制的双Buck逆变器设计便捷且系统的鲁棒性强,易于拓展成三相双Buck逆变运用[5]. 文献[6-7]分别在双环PI控制双Buck逆变器的基础上引入滑膜控制和谐振控制,提高双Buck逆变器输出波形质量和外特性. 多种控制策略组合的控制算法运用在双Buck逆变系统中可有效提高输出波形质量和外特性,但增加了中央处理器(CPU)的负担(特别在高频变换运用中)； 此外,采用高可靠性的双Buck逆变的UPS系统,主CPU任务包含功率因数校正(power factor correction,PFC)控制、 孤岛检测、 采样滤波和通讯控制等[8-10]. 传统方法实现UPS系统通常需要多片控制芯片完成,如文献[11]在AC-DC环节采用UC3854b芯片控制PFC,在DC-AC环节采用PIC16F870进行控制,DC-DC采用独立模拟芯片完成. 如何利用低成本、 可市场化的数字信号处理器(digital signal processing,DSP)到UPS系统中,实现高频、 高效、 高可靠性的逆变方案,对数字化控制的双Buck逆变器在UPS的运用提出了挑战.

本设计为双Buck逆变器组成的UPS系统,采用TI公司主频90 MHz的DSP TMS320F28069作为主控芯片,运用其内嵌控制律加速器(control law accelerator ,CLA)的功能,分担逆变控制和采样滤波程序,减轻主CPU的负担,使市电高频PFC控制、 滤波、 通讯监测和高频双Buck逆变等能在同一个DSP中实现,无需增加额外的DSP,降低系统设计成本.

1 半周期控制双Buck工作原理分析

1.1 双Buck逆变器工作原理

图1 PFC升压电路和双Buck逆变器Fig.1 PFC Boost circuit and dual-buck inverter

图1所示为前级PFC升压+双Buck逆变器构成的UPS系统,双Buck逆变器由两个Buck直流变换器组合而成,开关管S1、 独立续流二极管D1和储能电感L1构成Buck电路1,因此左桥臂无直通路径,对应的Buck电路2的右桥臂也不存在直通路径,提高了逆变器的可靠性和效率.

双Buck逆变全周期双极性调制无过零波形畸变问题,其工作模态见图2,在全周期调制模式下,Buck电路1和Buck电路2在整个周期内都调制工作.

图2 工作模态Fig.2 Operating modes

假设电路工作在理想条件,开关管S1的占空比为d1、 周期为T,开关管S2与S1互补工作,电感L1和L2值为L,输出滤波电容值为C,开关管和二极管均为理想器件. 逆变器正半周工作时电感电流iL1>iL2.

模态1 [0-d1T]： 图2(a)中,Buck电路1工作,S1导通,S2断开,桥臂中点A的电位为Ud,电感L2的电流经开关管S1续流,输入电压与输出电压的差值施加在电感L1上,电感L1电流增加,变化率为：

Ud-Uo=L(di/dt)

(1)

模态2 [d1T-T]： 图2(b)中,S1断开,电感L1、L2的电流均由二极管D1续流,桥臂中点A的电位为-Ud,在输入电压和输出电压的共同作用下电感L1的电流下降,变化率为：

Ud+Uo=L(di/dt)

(2)

由电感的伏秒积平衡和式(1)、 (2)可得,输入与输出电压之间的关系式为：Uo=(2d1-1)Ud,正半周占空比表达式为:

d1=0.5+(uo/2Ud)

(3)

逆变器负半周工作时电感电流iL1

模态3： 如图2(c)所示,S1断开、 S2闭合,Buck电路2工作,电感L1的电流经S2、 D1续流,桥臂中点B的电位为-Ud,在输入电压和输出电压的共同作用下电感L2的电流上升,变化率为：

-Ud+Uo=L(di/dt)

(4)

模态4： 如图2(d)所示,S1导通,S2断开,桥臂中点B的电位为Ud,电感L1的电流经开关管S1和二极管D1续流,输入电压与输出电压的差值施加在电感L2上,此时电感L2电流增加,变化率为：

-Ud-Uo=L(di/dt)

(5)

同理可得开关管S2的占空比表达式为：

d2=0.5+(uo/2Ud)

(6)

现假设输入电压恒定,功率管均为理想器件,开关频率远高于输出LC滤波器的谐振频率,对阻性负载的双Buck电路建立小信号状态方程[7]为：

(7)

1.2 SPWM控制双Buck逆变

图3 半周期SPWM控制系统Fig.3 SPWM control system with half cycle pulses

采用双环SPWM控制的双Buck变换器具有快速动态响应和外特性硬的特点,且易于双Buck逆变器的并联实现三相输出,进一步提高逆变系统的容量和可靠性的特点. 图3为双Buck逆变器的半周期SPWM控制系统框图,控制结构由电压外环和电流内环构成,由式(7)可知双Buck变换器开环传递函数为：

(8)

其中:R为负载电阻;vref、iref分别为参考电压和参考电流; V.PI和I.PI分别为电压、 电流比例积分控制器,输出电压为vo,经过滤波后的反馈电压和电流值分别为vof、iLf.

2 DSP与CLA协同控制软件设计

为实现PFC和逆变开关频率20kHz工作,其余辅助功能均要在同一个DSP上实现,对于主频90MHz的单核DSP很难完成. 选用TMS320F28069内嵌CLA功能的DSP,CLA与主CPU结合实现“伪双核”处理,能够有效分配运算任务,使复杂的控制系统能在低成本的DSP中实现,避免增加额外的DSP,降低UPS设计成本. 由双Buck逆变器和双向开关型无桥BoostPFC组成的在线式UPS系统软件流程图如图4所示.

DSP的主CPU核负责PFC控制子程序、 双向DC-DC变换控制子程序和捕获、 定时器的管理； 在线式UPS系统逆变环节在市电和停电环境下均需参与工作,若市电停电,主CPU会因掉电检测而执行中断子程序,而CLA可独立运行,由CLA负责双Buck逆变控制子程序可实时完成逆变任务,保证用电设备的稳定运行. 关键模块触发机制如图5所示,在CLA的中断触发机制上,利用逆变器模块对应的PWM1周期性触发CLA逆变子任务,任务完成后CLA将保持待命状态,直至下一个周期的PWM1中断触发.

图4 UPS各模块在DSP中的分配Fig.4 Distribution of UPS’s modules in DSP

图5 关键模块的触发机制Fig.5 Trigger mechanism of key modules

3 仿真与实验测试

应用PSIM软件与MicrosoftVisualC++软件对UPS中逆变环节的SPWM控制双Buck逆变器进行联合仿真,系统参数如下： 交流市电输入,经双向开关型无桥BoostPFC升压至直流母线电压为720V； 逆变环节直流输入电压为720V,逆变器输出220V/50Hz交流电,开关频率fs=20kHz,额定输出功率1kW,阻性满载R=48Ω,滤波电感值L=2.5mH,滤波电容值C=12μF. 图6为逆变环节带阻性负载时,输出电压uo、 输出电流io和桥臂中点A处电压vAN的仿真波形.

图6 双Buck逆变动静态仿真波形Fig.6 Static and dynamic simulation waveforms of dual-buck inverter

为验证系统电路拓扑及控制策略的可行性,依据仿真参数搭建一台额定功率1kW前级由双向开关型无桥BoostPFC实现母线升压,后级为半桥型双Buck逆变器组成的在线式UPS系统,逆变环节阻性负载的实验波形如图7所示. 由仿真和实验波形可见,运用CLA协同控制的双极性SPWM调制双Buck逆变器具有动态响应速度快、 无过零波形畸变和输出波形正弦度良好的特点.

图7 双Buck逆变动静态实验波形Fig.7 Static and dynamic experimental waveforms of dual-buck inverter

UPS逆变环节全周期调制的控制开关管S1和S2的驱动电压波形和逆变输出电压电流如图8(a)所示； 在图8(a)中对应S1和S2的驱动电压波形在示波器高频展开时的工作模式如图8(b)所示,可见开关管S1和S2在整个周期都在参与工作,这种在电路的整个工作周期中S1和S2均参与工作的调制方式被称为双Buck逆变器的全周期调制； 图8(c)为设计的UPS逆变输出带整流型负载的电压电流波形,可见双Buck逆变器采用电压单环控制,会引起输出电流畸变.

图8 双Buck逆变驱动电压与带非线性负载实验波形 Fig.8 Experimental waveforms of dual-buck inverter driving voltage and nonlinear load

图9(a)和(b)分别给出了逆变器输出带阻性负载时的效率、 总谐波畸变(totalharmonicdistortion,THD)随着输出功率增加变化的曲线图. 逆变器在输出功率900W时存在峰值效率96%,满载输出时效率为95.7%； 实验测试过程采用功率因数分析仪测量输出电压畸变,逆变输出在300W以上时,实验测试的输出电压总谐波畸变保持在0.9%左右.

图9 双Buck逆变效率及总谐波畸变曲线 Fig.9 Efficiency and total harmonic distortion of dual buck inverter

4 结语

运用主频90MHzDSPTMS320F28069内嵌的CLA功能,无需增加额外的DSP或集成控芯片,实现高可靠性的UPS系统设计. 运用DSP自带的CLA分担UPS中的逆变任务实现全周期SPWM调制的双Buck逆变器,所设计的逆变器具有良好的动静态性能. 此设计方法可降低软硬件成本,为高可靠性的UPS设计提供一种有效的解决方案.

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