具有非线性电压转换有源箝位正激变换器*

2017-12-26周雪会孔繁镍

电子器件 2017年6期

关键词：箝位主开关端电压

周雪会,孔繁镍

(1.广西工业职业技术学院电子与电气工程系,南宁 530004;2.广西大学电气工程学院,南宁 530004)

具有非线性电压转换有源箝位正激变换器*

周雪会1*,孔繁镍2

(1.广西工业职业技术学院电子与电气工程系,南宁 530004;2.广西大学电气工程学院,南宁 530004)

提出一种具有非线性电压转换的正激变换器,通过在有源箝位正激变换器的变压器二次侧增加一个续流二极管和一个输出滤波电感得到。该变换器保留了有源箝位正激变换器的优点,同时,具有更高的占空比利用率,使得其具有宽输入电压适应范围,软开关的实现和二极管电压电流应力的减小,使其功率转换效率进一步提高。研制了一台50 V～100 V输入,12 V输出的原理样机,实验结果验证了理论分析的正确性以及该技术的可行性。

非线性;宽输入电压范围;有源箝位;软开关

正激变换器已经广泛应用于工业场合,但正激变换器需要附加电路使变换器的磁复位,同时,变压器漏感造成的开关尖峰电压需要RC抑制,但大部分磁化能量耗散在箝位电阻上,转换效率无法提高。有源箝位磁复位技术可以减少开关的电压尖峰,还可以降低开关损耗,因此有源箝位正激变换器得到了广泛的应用,为了提高其性能,近年来对其也做了大量的实验研究。

文献[1-6]通过改进拓扑结构改善变换器性能.文献[1]提出一种堆叠式有源箝位正激变换器,适用于隔离型高增益DC/DC变换器,可以减少关断电流,降低开关损耗;文献[2]提出一种新型的交错并联有源箝位正激变换器,占空比可以拓宽到0.5以上,适用于宽输入电压应用场合;文献[3]提出三开关有源箝位正激变换器,实现软开关的同时,可以降低开关管电压应力;文献[4]提出一种三相交错式升压变换器,降低整体电流纹波和开关损耗;文献[5]提出一种有源箝位反激变换器,采用交错结构,减小电压尖峰,降低电压电流应力;文献[6]将两路有源箝位电路输入串联输出交错并联,降低输出电容输出电流纹波;文献[7-8]改进控制方式,将峰值电流模式应用于有源箝位正激变换器,增强系统的闭环性能。但拓扑结构改进和控制方式的优化,增加了电路的复杂程度。

提高输入电压适应范围的难点之一是:在输入电压边限时,电路仍应有足够的增益以维持正常的输出电压。仅从输出稳压的角度看,输入电压变大时减小占空比即可;输入电压变小时需增大占空比,但占空比变化范围是有限的。输入电压范围受占空比制约。为了提高变换器电压适应范围,文献[9]提出一种高增益有源箝位变换器,采用倍压整流和堆叠式输出结构,提供了高电压增益,降低了功率器件的电压应力;文献[10]提出一种低开关应力的并联正激变换器,并联结构实现输出电流的均分,减小整流二极管和输出电感的电流应力;文献[11]提出一种新型串联输入并联输出正激变换器,适应于高输入电压场合,串联输入降低了开关管电压应力,并联输出降低滤波器体积;文献[12]提出一种高升压DC/DC变换器,采用耦合电感和开关电容技术,电容并联充电串联放电,使耦合电感得到高升压增益和适当占空比;文献[13]提出一种新型的变换结构,由耦合电感和二极管组成,使得变换器具有高升压或降压增益。但上述结构仍较为复杂。

本文研究了一种具有非线性电压转换有源箝位正激变换器,通过改进电路二次侧结构,降低了二次侧二极管电压电流应力,该变换器具有更高的占空比利用率,可以应用于高降压增益场合,且结构简单,易于控制。

1 工作原理

图1为非线性电压转换有源箝位正激变换器的电路拓扑,其中S1是主开关管,S2是箝位开关管,Cc是箝位电容,C1,C2是开关管寄生电容,Lr是漏磁电感,Lm是励磁电感,VD1,VD2是开关管的体二极管,D1是副边整流二极管,D2、D3是续流二极管,输出滤波电感L,输出电容Co,变压器原边匝数N1,副边匝数N2。占空比为D。

图1 非线性电压转换有源箝位正激变换器

为了便于分析,作一下假设:

(1)箝位电容Cc远大于开关管的寄生电容,此外箝位电容的电压几乎保持不变;

(2)谐振电感为漏感和外部电感之和;

(3)输出电感值足够大,且L1=L2,且流过电流值不变。

1.1 工作模态

在一个开关周期内,主要工作波形如图2所示,该变换器存在8个开关模态,图3给出了该变换器在不同开关状态下的等效电路。

图2 变换器关键波形

开关模态1[t0～t1]:如图3(a)所示,在t=t0时刻,S1导通,S2关断,此时S1两端电压VDS1=0,变压器一次侧绕组两端电压Vp=Uin,励磁电流iLm线性上升,功率由变压器一次侧传递到变压器二次侧,D1导通,D2、D3截止,此阶段,箝位功率开关管S2上的电压为-VCc,在t1时刻,S1关断,持续时间t1-t0=DT,可得:

(1)

图3 变换器工作模态等效电路

开关模态2[t1～t2]:如图3(b)所示,在t1时刻,主功率开关管S1的驱动信号变低,S1进入关断程序,由于S1两端电容的存在,其两端电压不会发生突然改变,因而S1能够实现零电压关断,S2仍处于关断状态,二次侧D1继续导通工作。此时,励磁电流iLm以及负载电流耦合到一次侧的电流Io/n一起给电容Cr充电,通常情况下Io/n远远大于iLm,因此VDS1从零开始线性上升,到t2时,Cr两端的电压上升至输入电压Vin,此时电流iLm上升至最大值,具有如下关系式:

(2)

开关模态3[t2～t3]:如图3(c)所示,由于t2时刻电压VDS1上升至Vin,所以一次侧电压为零,iLm保持不变,因而这段时间内,只有漏感Lr与Cr参与谐振,励磁电感不参与;此外,二次侧两端电压也为零,因此整流功率二级管D1、D2和D3都导通工作,处于换流过程,此阶段表达式如下:

(3)

开关模态4[t3～t4]:如图3(d)所示,t3时刻,VDS1上升至箝位电压Vin/(1-D),S2的寄生体二极管导通工作,此时S2的漏源两端电压为零,此后给S2驱动信号即可完成S2的零电压开通。此时励磁电感Lm两端的电压仍然保持为零,电流iLr仍会减小,此时电感Lr与箝位电容Cc处于谐振过程。此阶段具有如下关系式:

(4)

开关模态5[t4～t5]:如图3(e)所示,在t4时刻给开关管S2驱动信号,此时S2实现零电压导通,此时电感Lr、Lm与箝位电容Cc处于谐振状态,磁芯开始复位,直到t=t5时,此时箝位功率开关管S2被关断,此阶段表达式如下:

(5)

开关模态6[t5～t6]:如图3(f)所示,当t=t5时,此时S2关断不工作,电流iLr通过寄生电容Cr进行续流工作,此时变压器一次侧绕组两端电压为Vp=-DVin/(1-D),并且此时二次侧绕组两端电压Vs也为负,因而二极管D2、D3继续导通,D1截止,二次侧续流工作。一次侧电感Lr、Lm与Cr谐振,Cr两端电压从Vin/(1-D)开始放电减小,到t6时刻,Cr两端电压下降至Vin。此阶段表达式如下:

(6)

开关模态7[t6～t7]:如图3(g)所示,在t8时刻,VDS1=Vin,此时变压器一次侧励磁电感两端电压被箝位为零,此时二次侧电压也为零。谐振则是发生在Lr与Cr之间,电感Lr上的电压极性将会发生改变,于是iLr将升高。此外,二次侧整流功率二极管D1、D2和D3同时导通工作,此阶段二次侧处于换流阶段,得到如下关系式:

(7)

开关模态8[t7～t0+TS]:如图3(h)所示,当t=t7时刻,从Vcr=0,S1的体二极管VD1开始导通,D1、D2和D3同时导通,电感Lr、Lm两端的电压为Vin,其电流iLr继续上升但仍为负,绝对值线性减小,表达式如下:

(8)

2 电路参数分析

2.1 电压增益

如果忽略电路中漏感的影响,在主开关S1开通时间内DT时间内,励磁电感两端电压为Vin,而在主开关关断时间(1-D)T内,其两端电压VCc,根据伏秒平衡,可得:

(9)

同样,根据滤波电感L1和L2伏秒平衡,可得:

(10)

式(10)简化后,得:

(11)

本文提出的变换器的电压增益比传统有源箝位正激变换器低,对于高输入输出增益场合,变换器的占空比可以避免取到极端值,该变换器可以应用于宽范围输入电压场合

2.2 电流有效值

主开关管S1的有效值为:

(12)

与传统有源箝位变换器相比,主开关管电流有效值减小到原来的1/(2-D),则主开关管通态损耗也减小到原来的1/(2-D)。

副边二极管电流有效值表达式:

(13)

由式(13)可知,流过二极管的电流有效值也减小为传统有源箝位变换器的1/(2-D),则二极管的通态损耗也减小为原来的1/(2-D)。

2.3 电压应力

整流二极管电压应力表达式:

(14)

续流二极管电压应力表达式:

(15)

由式(14)、式(15)可知,二极管的反向电压应力减小为原来的1/(2-D),降低二极管的应力的同时,也降低了反向损耗。

3 实验验证

表1为非线性电压转换有源箝位正激变换器与传统有源箝位正激变换器参数对比。

表1 为非线性与传统有源箝位正激变换器参数对比

图4为非线性电压转换有源箝位正激变换器满载波形,图中分别为箝位开关管驱动信号VGS2,主开关管驱动信号VGS1,主开关管漏源电压VDS1,漏感电流iLr,对应输入电压100 V,由波形可知,该变换器可以在额定输入满载情况下可以正常工作。

图4 非线性电压转换有源箝位正激变换器满载波形

图5为输入电压100 V满载时软开关实验波形,图5(a)和图5(b)分别是主开关管S1和箝位开关管S2驱动以及漏源电压波形,由图可知,当开关管驱动信号变为高电平的时,其漏源电压已经降为零,其内部的体二极管已经导通,此时开关管实现零电压导通,当开关管驱动信号变为低电平时,由于开关管寄生电容存在,电压不能突变,其漏源电压仍为零,此时实现了零电压关断,从而可知,该非线性变换器实现了软开关。

图5 软开关实验波形

图6 效率随输入电压变化的曲线

图6为非线性电压转换有源箝位正激变换器不同输出功率下随输入电压变化的效率曲线,由图可知,在整个输入电压范围内变换器均能达到较高效率,且输入电压对变换效率影响不大,变换器适应于宽输入电压范围应用。

4 结论

在有源箝位正激变换器基础上,提出了一种非线性降压变换器,对其进行了详细的理论分析以及实验验证。由理论分析及实验结果可知,非线性有源箝位正激变换器在实现软开关的基础上,具有较高的占空比利用率,适应于高降压增益场合,同时可以降低二次侧二极管电压电流应力,使得变换器具有较高的功率转换效率。由此可知,本文研究的非线性降压变换器,在提高输入电压适应范围的同时,进一步的优化了变换器的工作特性,如效率、应力等,且其结构简单,容易控制。该技术可以与大部分隔离变换器结合使用,具有一定的可塑性,可独立作为宽输入变换器的一种实现思路。

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Active-ClampForwardConverterwithNon-LinearVoltageConversion*

ZHOUXuehui1*,KONGFannie2

(1.Department of Electrical and Electronic Engineering,Guangxi Vocational&Technical Institute of Industry,Nanning 530004,China;2.School of Electrical Engineering, Guangxi University,Nanning 530004,China)

An active-clamp forward converter with non-linear voltage conversion is proposed. By adding a flywheel diode and an output inductor on the secondary side of forward converter,the advantages of active-clamp forward converter are retained,the range of input voltage is widened because of increasing duty utilization ratio,and the conversion efficiency is improved because of realization of soft switching and reducing the voltage and current stress of diodes. A prototype converter with input voltage ranging from 50 V to 100V,an output voltage of 12 V is built to be verified by the correctness of the theoretical analysis and the feasibility of the proposed technique.

non-linear conversion;wide input-voltage range;active-clamp;soft switching

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.06.023

项目来源:国家自然科学基金项目(51167003);广西自然科学基金项目(2014gxnsfaa118320)

2016-09-24修改日期2016-11-22

TM315

1005-9490(2017)06-1445-06