申兆丰， 魏 月， 曾庆军， 陈 峰

（1.江苏科技大学 电子信息学院，江苏 镇江 212003；2.镇江天力变压器有限公司 江苏 镇江 212400）

高频大功率静电除尘电源新型控制策略研究

申兆丰1， 魏 月1， 曾庆军1， 陈 峰2

（1.江苏科技大学 电子信息学院，江苏 镇江 212003；2.镇江天力变压器有限公司 江苏 镇江 212400）

文中提出了一种用于高频大功率静电除尘电源的新型控制策略，脉冲移相频率调制（Pulse Shift Frequency Modulation，PSFM）。此方法将脉冲频率调制（PFM）与移相脉宽调制（PS-PWM）进行有效结合，实现了高频电源电路的全程软开关。本文首先阐述了高频大功率电源的系统结构，对LCC变换器在电流连续模式（CCM）下的新型工作方式进行了详细分析，然后着重介绍了SPFM的原理、稳定性分析以及实现方法，最后采用MATLAB软件对新型的控制系统进行仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于优化高频电源系统的控制效果。仿真结果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能够用于指导电除尘高频电源系统的研究。

脉冲移相频率调制；MATLAB；模糊PID

目前，静电除尘电源技术被广泛应用于工业除尘领域，而高频大功率静电除尘电源较传统工频除尘电源而言，稳定性更强、除尘效率更高，成为静电除尘电源发展的主流趋势[1]。高频电源中的LCC谐振环节能够使得电源电路在软开关的状态下工作，有利于减少了开关损耗，是电除尘高频高压电源的核心部件。LCC 有 3 个不同的工作模式[2]：1）fs≤0.5f0，电流断续模式（DCM）（fs:开关频率；f0:谐振频率）。 2）0.5f0＜fs≤f0，电流连续模式（CCM）。 3） fs＞f0，电流连续模式（CCM）。其中，模式1）和模式3）提供最小的开关损耗，模式1）断续模式下的半导体损耗最小，可实现软开关，但这种操作模式存在很高的电流峰值，谐振回路中有过多的能量传递，并且此模式需要一个很大的操作频率范围达到对输出电压的有效控制，使得感性元件难以设计[3-4]。因此本文选取模式3）进行分析。

LCC谐振变换器通常有两种控制方式：脉冲频率调制（PFM）和移相脉宽调制（PS-PWM）。PS-PWM在输出为轻载时，可能导致滞后桥臂无法实现ZVS开通，且存在副边占空比丢失现象；PFM在低输出电流、低输出电压时开关损耗过大，且较大的频率变化范围使得磁性元件、门电路及电磁干扰过滤难以优化，因此都不是高频大功率静电除尘电源理想的控制方式[5-7]。基于以上两种控制策略的不足，本文提出一种新型的控制策略，脉冲移相频率调制（PSFM），它不但解决了以上两种控制策略的缺点，而且使得系统效率有了进一步的提高。本文首先阐述了高频大功率电源的系统结构，对LCC变换器在电流连续模式（CCM）下的新型工作方式进行了详细分析，然后着重介绍了SPFM的原理、稳定性分析以及实现方法，最后采用MATLAB软件对新型的控制系统进行系统仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于优化高频电源系统的控制效果。结果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能够用于指导电除尘高频电源系统的研究。

1 高频静电除尘电源的系统结构与电路拓扑分析

图1为高频大功率静电除尘电源的系统结构图，由主电路和控制电路构成。主电路包括：平波电抗器、整流模块、母线电容、全桥逆变器、LCC、高频变压器、二次侧整流硅堆、以及静电除尘器负载。其中，C为滤波电容；S1-S4为全桥逆器上的IGBT，D1-D4分别为S1-S4两端的反并联单向导通器件；Cr、Lr、Cp分别为LCC环节中的串联电容、串联电感和并联电容；n为高频变压器的匝比；D01、D02、D03、D04为变压器二次侧的整流二极管。

图1 高频大功率静电除尘电源系统结构图

控制电路包括：电压、电流采集电路、SPFM控制器、脉冲发生器和驱动环节。信号采集电路将一次谐振电流和二次输出电压信号采集后，传递给PSFM控制器，PSFM控制器运用双重控制策略将控制信号发送给脉冲生成电路，电路产生的触发脉冲经过驱动电路的放大最终用于触发IGBT。

2 LCC工作模式分析

图2为PSFM控制下电源电路S1-S4的触发信号及谐振电流ir、逆变器输出电压Vab和并联谐振电容电压VCp的波形。

图2 LCC谐振电路波形图

忽略功率器件的开关阶段，工作过程分析如下：

1）（t0—t1）阶段：t0时刻 ir穿越零点，S4 零电流开通，S1在之前阶段零电压开通。此阶段Vab为正，ir正向流过 S1、Cr、Lr、Cp、S4，VCp由-U0/n 向 U0/n 增加，变压器二次侧整流管关断，电源不向负载供电。当t1时刻VCp达到U0/n时此阶段完成。

2）（t1—t2）阶段：此阶段 Vab依然为正，ir正向流过 S1、Cr、Lr、S4，VCp被箝位在 U0/n，二次侧整流管导通，电源向负载供电。

3）（t3—t3）阶段：t2时刻 S1 有限电流关断。 此阶段 Vab为零，ir正向通过 D2、Cr、Lr、S4 续流。t3时刻 S2零电压开通。

4）（t3—t4）阶段：此阶段 S2、S4 导通，ir正向流过S2、Cr、Lr、S4，t4时刻 ir即将穿越零点，S4 零电流关断。

5）（t4—t5）阶段：此阶段 ir正向通过 S2、Cr、Lr、D3续流。t5时刻ir穿越零点，S3零电流开通，完成S4到S3 的换相。t5时刻后 ir反向流过 S3、VCp、Lr、Cr、S2，VCp开始减少，二次侧整流管关断，电源不向负载供电，Vab为负。电路正向半个开关周期结束。

电路反向半开关周期与上述工作过程对称。

3 SPFM控制策略分析

文中提出一种新型的控制策略，脉冲移相频率调制（PSFM），控制流程如图3所示。其结合了PFM和PS-PWM的特点，在每个操作点尽可能找到一个频率和移相角的结合，首先利用变频控制调节逆变全桥的开关频率，然后使其中一桥臂上两个开关管的移相角自动调节以确保两个桥臂分别在ZCS及ZVS下进行换相，并使电源达到额定输出功率。PSFM实现了全程的软开关，在达到输出功率要求的情况下缩窄了开关频率变化，克服了PFM在低输出功率操作下的高损耗，减少了器件开关频率和关断电流，改善了系统的整体效率，是一种新型的、有效的控制策略[8-9]。

图3 PSFM控制流程图

3.1 PSFM控制策略的稳定性分析

当谐振变换器在高于谐振频率的工作模式下工作时，电路的低通滤波特性使得高次谐波被削弱，只有基波成份对电路产生比较大的影响，因此选择基波分析的方式对电路进行分析和描述是合理的。为了实现感性输出滤波后的整流，等效负载电阻设为Req=（π2/8）R0，其中 R0代表实际负载。 PSFM 控制策略要求在控制变量γ的变化角度范围内实现全程ZVS，可选取自然反馈变量参与闭环控制来实现这一目的。由于串联谐振电感电流ir和串联谐振电容电压VCr这两个变量含有相同的基波成份，测量方便，可以任选其一。

逆变输出电压Vab到串联谐振电感电流ir和串联谐振电容电压VCr的传递函数[10-11]分别为：

其中，Qr=（ω0Lr）/RL，。

奈奎斯特图如图4。

图4 PSFM控制下的LCC稳定性判定

3.2 PSFM控制策略的实现

反馈变量为串联谐振电感电流ir时的PSFM控制策略的实现如图5所示。

图5 ZCS和ZVS桥臂门极信号发生器

如图5所示，ZCS（变频控制）桥臂上开关管的门极触发信号与过零点谐振电流ir同步。ir经过滞环比较器后生成两路互补的脉冲，用于控制开关管的频率。

4 PSFM控制策略仿真

使用MATLAB的Simulink组件对SPFM控制下的高频电源系统进行仿真，并在同等参数下与PFM控制的仿真效果进行比较，然后分别为PSFM加入PID和模糊PID控制器使得控制效果更佳。

仿真中所用到的实际工程设计参数[14-15]为：Ls=80μF；Cr=2.15μF；Cp=0.88μF；工作频率 fs：20 kHz；输出电压：72 KV。

PSFM仿真的相关波形图如图6所示。

PFM的仿真波形图如图7所示。

图6 PSFM控制下电路波形

图7 PFM控制下的电路波形

如图6（a）所示，PSFM滞后桥臂上S2，S4为零电流开关，超前桥臂上S1，S3能实现零电压开通，但存在关断电流，关断电流值大约为140 A；而如图7（a），而PFM控制下S1-S4都能实现零电压开通，但是都存在关断电流，关断电流值大约为190 A。可见PSFM控制下的电源电路硬开关的器件数量少，且关断电流小。

如图6（b）所示，电源输出电压最终稳定到72 kV，达到了指标要求，超调达到80 kV，稳定时间达到0.022秒。相比较而言，图7（b）PFM控制下输出电压的稳定时间为0.05秒，控制响应较差。

为PSFM控制系统加入PID和模糊PID控制器后的输出电压波形如图8所示。

图8 PSFM加入控制器的输出电压波形

如图8（a）所示，加入PID控制器后输出电压最终稳定在72 kV，超调明显消失，系统在0.016秒处达到稳定。如图8（b）所示，系统加入模糊PID控制器后输出电压最终稳定在72 kV，无电压超调，稳定时间缩短至0.002秒，有效减少了控制响应时间。

仿真验证结果：PSFM在控制效果和电路损耗方面都明显优于PFM，两个桥臂能够成功实现ZCS和ZVS。加入PID控制器和模糊PID控制器后，电源系统的控制响应效果更加明显，对于高频电源这类非线性对象的控制具有更好的鲁棒性和抑制超调的能力。

5 结 论

文中首先阐述了高频大功率电源的系统结构，对LCC变换器在电流连续模式（CCM）下的新型工作方式进行了详细分析，然后着重介绍了SPFM的原理、稳定性分析以及实现方法，最后采用MATLAB软件对新型的控制系统进行仿真，并依次增加PID控制器、模糊PID控制器用于优化高频电源系统的控制效果。仿真结果表明了此新型控制策略的合理性和有效性，并能够用于指导电除尘高频电源系统的研究。

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Research on new control strategy of high frequency and high power electrostatic precipitator power supply

SHEN Zhao-feng1，WEI Yue1，ZENG Qing-jun1，CHEN Feng2
（1.School of Electronics and Information，Jiangsu University of Science and Technology，Zhenjiang 212003，China；2.Zhenjiang Tianli Transformer Co.Ltd，Zhenjiang 212400，China）

This paper presents a new control strategy，Pulse Shift Frequency Modulation （PSFM），for high frequency and high power electrostatic precipitator power supply.This method combines the pulse frequency modulation （PFM）with the phase shift pulse width modulation （PS-PWM）to achieve soft switch in the all range of high frequency power supply circuit working.Firstly，this paper describes the system structure and the working mode of the LCC converter in continuous current mode （CCM）are analyzed.Then，this paper focuses on the principle of SPFM，stability analysis and implementation methods.At last，the new control system is simulated by MATLAB software，and the PID controller and fuzzy PID controller are added in order to optimize the control effect.The simulation results show that the new control strategy is reasonable and effective，and can be used to guide the research of the high frequency power supply system.

pulse shift frequency modulation；MATLAB；fuzzy PID

TM919

：A

：1674－6236（2017）14-0063-05

2016-09-23稿件编号：201609212

江苏省科技支撑计划项目（BE2012146）；镇江市重点研发计划项目（GY201503）

申兆丰（1987—），男，辽宁海城人，硕士研究生。研究方向：智能电气与系统、现代综合测控技术。