高范强， 李子欣， 徐 飞， 王 哲， 赵 聪， 王 平， 李耀华

(中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室，中国科学院电工研究所， 北京 100190)

一种高频链模块化电力电子变压器

高范强， 李子欣， 徐 飞， 王 哲， 赵 聪， 王 平， 李耀华

(中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室，中国科学院电工研究所， 北京 100190)

电力电子变压器(PET)包含多级电能变换环节和大量元器件，制约了其效率、功率密度和可靠性的提升。基于模块化多电平矩阵变换器(M3C)的应用，本文提出一种高频链模块化PET电路拓扑。采用矩阵变换的方式可减少电能变换环节，并且所提拓扑可减少高频变压器与子模块的数量，具有体积和重量优势。针对该PET，分析了其工作特性与控制策略设计方法。仿真试验结果表明了所提拓扑及控制方法的可行性。

电力电子变压器； 模块化； 高频链； 矩阵变换器； 软开关

1 引言

近年来，随着可再生能源发电、储能技术和电力电子技术的发展，传统交流配电网接入了大量多元化的分布式电源、储能和负荷，包括光伏电池、燃料电池、电动汽车和数据中心等。这其中很多设备都需要以直流电进行供电，需经过多级电能形式转换环节才能并入传统交流配电网。当前，国内外开展的多项研究及技术实践表明，在交流配电网中引入直流配电方式，可减少直流设备接入电网的中间环节，降低接入系统的复杂程度和成本，提高能源综合利用效率，并提高供电质量[1-6]。

电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)，也称为固态变压器(Solid State Transformer，SST)[7,8]，是融合多电平变流技术和高频链双向变流技术等多种现代电力电子技术和通讯与控制技术实现的一种新型高频化、智能化的电气设备[9,10]。它不但具有传统变压器的电压等级变换和电气隔离功能，通常还具有潮流双向可控的直流端口，可实现分布式能源、储能与负荷灵活接入、电能质量治理、装置自诊断与自保护等多种功能，在智能电网、交直流混合电网中发挥着重要的电能控制节点的作用，可实现不同电压等级的交、直流电网互联互济，提高电网的柔性调控能力和可靠性[11]。

电力电子变压器根据其所连接的网络节点的电气形式，及其在电网中所处的网络层次，需要采用不同的电路拓扑，具备不同的功率变换特性，很难实现统一标准化设计，因而促成了电力电子变压器多元化的技术路线。但受到功率开关器件发展水平的限制，PET仍需通过电路拓扑的组合(串、并联)来匹配高电压和大功率应用需求。在中高压应用场合，常见的多电平电路拓扑包括级联H桥电路[12,13]、模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter，MMC)[14,15]、中点钳位型多电平电路(Neutral Point Clamped，NPC)[16]，针对这三种典型多电平电路，国内外均已开展相应的PET研究，并研制出多种试验样机。美国北卡莱罗纳州立大学基于级联H桥型拓扑先后研制了三代PET，其研究发现由于级联H桥型拓扑电能变换环节(包括AC/DC、DC/AC、DC/DC以及高频变压器)过多而影响了系统运行效率，即便优化控制使每一级变换环节最大效率均能达到99%，分析与测试表明高压侧与低压侧间的电能转换效率仅有95.3%[17]。MMC型与NPC型PET拓扑也需要经过同样的电能变换环节，导致其电能转换效率低。另外，文献[11]指出由于PET机械结构需要考虑绝缘设计需求，子模块数量多会严重影响设备的体积功率密度，从而制约了其在配电网中的应用。

综上所述，针对配电网中的直流配电需求，已有PET电路拓扑结构复杂、电能变换环节多、元器件数量多，导致PET运行效率、可靠性与功率密度低。

本文在已有PET拓扑研究的基础上，采用模块化多电平矩阵变换器(Modular Multilevel Matrix Converter，M3C)设计了一种适用于直流配电应用的新型PET电路拓扑，可减少电能变换环节，减少子模块及高频变压器数量。本文分析了PET电路拓扑的工作原理，提出了控制策略设计方法，并进行了仿真验证。

2 新型PET电路拓扑

2.1 主电路拓扑

本文提出一种面向交直流混合配电网应用的电力电子变压器电路拓扑，如图1所示。该PET电路拓扑在高压侧采用了模块化多电平矩阵变换器，其a、b、c三相端口接入三相高压交流电网，x、y端口间产生单相中高频交流电压，可直接实现高压交流与高频交流的电能变换。PET的低压直流功率子单元由谐振回路、高频变压器和全桥电路构成，可实现由高频交流与低压直流的电能变换。其中，谐振回路包含串联谐振电容Cri和串联谐振电感Lri(i=1,2,…,m)，串联谐振电感可以利用高频变压器漏感替代。在图1所示电路拓扑中，高压交流端口与低压直流端口之间仅需经过AC/AC与AC/DC的电能变换环节。

图1 模块化高频链PET电路拓扑Fig.1 Topology of PET based on modular converter with high-frequency link

在图1所示PET低压直流功率子单元中，由于H桥电路在高频变压器次级，可通过变压器降压来减少功率半导体器件的电压应力，无需采用功率子单元输入侧级联的方式来满足高电压接入的需求。这样一方面可大幅减少隔离功率单元的数量，即减少高频变压器与电力电子开关器件数量，提高装置功率密度和经济性；另一方面，通过将多个低压直流功率子单元的输入侧连接到M3C的x、y端的高频交流母线上，可实现PET的低压侧端口的容量或端口数量的扩展性。

2.2 主电路等效电路分析

本文中的PET由模块化多电平矩阵变换器和低压直流功率子单元共同构成，下面对主电路中的M3C和低压功率子单元建立等效电路并进行分析。

(1)M3C等效电路分析

M3C的等效电路如图2所示。其中，Larm为M3C的桥臂等效电感；eg为交流侧电网电压， M3C的六个桥臂单元均可等效为包含工频与高频交流分量的理想电压源；ukU与ikU(k=a,b,c)分别为三相上桥臂电压和电流，ukL与ikL分别为三相下桥臂电压，各桥臂电流方向如箭头所示；vh为xy侧高频电压，O点为xy侧电压中点。设三相高压侧中性点n为电压参考点，根据基尔霍夫电压定律列写电压方程有：

(1)

式中，k=a, b, c。

图2 M3C等效电路图Fig.2 Equivalent circuit of M3C

假设xy侧输出电压参考值vh_ref电压对称，则有：

(2)

通常桥臂电感Larm上的压降较小，可以忽略，从而各桥臂的参考电压可以表示为：

(3)

由于各桥臂参考电压中全是交流分量，因而M3C中各桥臂子模块均采用全桥结构，可以输出“+”、“-”和“0”三种电平，即每个子模块输出电压可以表示为：

usm_i=SiUsm_ref

(4)

式中，Si为模块的调制信号，Si=1，0，-1；Usm_ref表示模块电压参考值。由此可得到桥臂单元参考电压的表达式(以a相上桥臂为例)：

(5)

式中，N为桥臂单元中串联子模块数量。则uaU_ref可表示的电压范围为[-NUsm_ref，NUsm_ref]。

由式(3)和式(5)可知，各桥臂单元中包含子模块数量N至少应为：

(6)

以PET高压侧接入三相10kV交流电网的典型应用场景为依据，为了分析和比较本文PET中各桥臂单元所需子模块数量，采用与文献[15]中的MMC-PET相同标称电压等级的功率开关器件，即高压侧采用3300V的IGBT器件，其额定工作电压设定为1600V。

由式(6)可知， PET高压交流侧的M3C中，各桥臂串联模块个数取决于高压交流电压与高频交流电压的幅值， 假设xy侧高频电压幅值为3.2kV，则不考虑冗余模块的前提下，M3C每桥臂串联模块数需要7个子模块。相比于文献[15]中MMC-PET各桥臂至少需要10个子模块，减少了30%子模块数量。

(2)M3C桥臂能量分析

由于M3C各桥臂参数完全相等，具有对称性，可认为高频电流ih在三相电路中均分，交流侧电流iga、igb、igc在上下桥臂中均分，则M3C各桥臂中的电流可表示为：

(7)

式中，下标cir表示环流。对于M3C各桥臂而言，桥臂内部各子模块电容电压的一致性可通过均压控制算法来实现，桥臂环流可通过环流抑制算法进行抑制。为了分析各桥臂电压的可控性和稳定性，假设桥臂中各子模块电容电压一致，且各桥臂环流为0。

假设M3C的xy输出侧高频交流电压和电流分别表示为：

(8)

式中，ih电流方向以xy侧流入M3C为正，则xy侧有功功率为：

Pxy=VhIhcos(α-β)/2

(9)

三相电网侧电压和电流分别表示为：

(10)

(11)

电网电流方向以图2中箭头方向为正，则由M3C流入三相电网的有功功率可以表示为：

(12)

由三相电网侧与xy输出侧功率平衡可知，即Pxy=Pac，有：

3UgIgcos(φ)/2=VhIhcos(α-β)/2

(13)

以aU桥臂为例，桥臂电压uaU用其参考值uaU_ref代替，联立式(3)和式(7)可得，桥臂瞬时有功功率为：

(14)

式中，下括号标注dc和ac分别表示桥臂瞬时有功功率值的直流分量和交流分量。由于ω≠ωh，根据式(14)可得，桥臂瞬时有功功率Pau_i的直流分量为零，即在M3C的三相工频侧与单相高频侧能量平衡的前提下，各桥臂能量/电容电压是可控的。同理可得，M3C的六个桥臂能量均可控。

另外，由于方波或阶梯波电压可以表示为奇数次谐波电压的合成，当xy侧电压vh为高频方波或阶梯波电压时，也可实现各桥臂能量/电容电压可控。

(2)低压侧电路串联谐振电路分析

由图2中M3C等效电路可得，xy输出侧高频电压vh可以表示为：

(15)

桥臂电压ukU和ukL均由其参考值代替，代入式(3)和式(7)，可得：

(16)

由戴维南等效定理，M3C的xy侧电路可等效为一个电压为vh_ref、输出感抗为2Larm/3的电压源。图 1中，当M3C的xy侧接入一级低压直流功率子单元时，其等效电路如图 3所示。其中Lres=2Larm/3+Lr≈2Larm/3，Cres=Cr，Lres和Cres构成等效串联谐振电路，其谐振频率fres可表示为：

(17)

图3 PET高频链环节等效电路图Fig.3 Equivalent circuit of high-frequency link in PET

由图3可知，将低压功率子单元中H桥电路输出电压vsq_L与M3C的xy侧电压参考值vh_ref设置为同频同相的方波电压，频率为谐振频率fres，则由M3C与低压直流功率子单元构成的高频链电路可运行在串联谐振方式下，从而H桥电路中的开关器件可运行在零电流开关方式，降低了电路开关损耗。

3 控制策略

3.1 主要参数

为便于讨论，本文以PET高压侧接入三相10kV交流电网，低压侧接入750V直流电网的典型应用场景为设计依据，结合1MV·A额定容量来设计PET的参数。PET主要参数见表1。

3.2 高压侧M3C的控制策略

根据M3C电路数学模型分析，在高压侧与高频xy侧能量均衡的前提下，各桥臂能量是可控的。另一方面，M3C的高压侧连接到三相交流电网，其并网模式与MMC类似。因此，本文采用基于电网电压定向的矢量控制策略，其控制框图如图4所示。

表 1 电力电子变压器参数

图4 PET控制框图Fig.4 Control diagram of PET

此外，与MMC运行方式不同，M3C在本文PET中需要在xy侧产生一个高频方波电压。由式(3)可知，各桥臂参考电压是由三相交流侧参考电压与高频侧参考电压vh_ref合成得来。为了易于实现桥臂内子模块电容电压均衡，同时避免单个模块开关频率过高，本文采用文献[18]中的均压控制算法，可有效调节每个开关周期的模块轮换数量，从而降低开关频率。

3.3 低压侧直流功率子单元的控制策略

直流功率子单元中的H桥采用开环控制的方式，在其输出侧产生与M3C的xy侧同频同相的方波电压，即H桥中IGBT采用双极性调制方式，本文中开关频率设置为1kHz。在H桥与M3C的串联连接电路中，电容Cr与M3C中桥臂电感处于串联谐振状态，使得H桥中IGBT处于零电流开关状态，可有效降低系统损耗。

4 仿真验证

为了验证本文所提PET的电路拓扑及控制策略，采用表 1中参数开展了离线仿真试验。其中，PET的三相高压交流侧接入10kV电网，低压直流侧接入电阻性负载，仿真环境为PSIM9.0。仿真中，在0.06s时刻投入负载。

图5为PET高压侧的M3C中aU与aL桥臂输出电压及aL桥臂电流波形。可以看出，桥臂输出电压与桥臂电流中直流量成分较少，主要是工频交流成分与高频电压成分。其余各相桥臂均具有相同特征。

图5 M3C中aL桥臂电流与aU、aL桥臂输出电压波形Fig.5 Waveforms of aL arm current and aU, aL arm output voltage of M3C

图6为PET高频变压器原边、副边的电压和电流波形。如前文分析，M3C的xy侧与低压侧H桥电路产生同频同相的方波电压，从波形中看，H桥电路中开关器件实现了零电流开关状态，因此可有效地降低IGBT的开关损耗，提高PET运行效率。

图6 高频变压器原边、副边电压与电流波形Fig.6 Voltage and current in primary and secondary sides of high frequency transformer

本文中针对PET的控制可采用两种控制模式，区别在于外环控制策略。分别针对两种控制策略进行了仿真，仿真结果分别如图7和图8所示。图7为控制模式1时的M3C各桥臂平均电压与低压直流电压波形，由于对桥臂电压和进行闭环控制，可以看出M3C中各子模块电压稳定在1600V附近，但是在突加负荷之后，低压直流母线电压跌落并保持在大约710V。图8为控制模式2时的M3C各桥臂平均电压与低压直流电压波形，通过对低压直流母线电压进行反馈控制，可以看出突加负载后，低压直流母线电压在跌落到710V后的20ms内即恢复到750V；但是在直流母线电压动态恢复过程中，M3C各子模块电压也升高至1660V附近。

图7 控制模式1时M3C各桥臂平均电压与低压直流电压Fig.7 Average voltages of each arm in M3C and DC voltage in LV side with control mod-1

图8 控制模式2时M3C各桥臂平均电压与低压直流电压Fig.8 Average voltages of each arm in M3C and DC voltage in LV side with control mod-2

图9～图11为采用控制模式2时，PET的高压交流端口与低压直流端口的电压、电流波形。从三相交流电压与电流波形可以看出，在突加1MW负载情况下，PET高压侧的三相电网电流响应时间小于40ms，并且电网电流波形质量较好。图10和图11均为PET低压直流侧的电压和电流波形，可以看出，低压直流电压响应时间小于20ms，动态特性较好。低压直流侧电压和电流均包含2kHz频率的交流分量，其频率为高频链谐振频率的2倍，电压高频波动范围小于6V，波动质量较好。

图9 PET三相交流侧电压与电流波形Fig.9 Three phase AC voltages and currents of PET

图10 PET低压侧输出电压与电流波形Fig.10 Output voltages and currents in LV side of PET

图11 PET低压侧输出电压与电流局部放大波形Fig.11 Local enlarged waveform of output voltages and currents in LV side of PET

5 结论

针对10kV交流/750V直流应用的电力电子变压器，本文对电路拓扑优化设计进行了研究，给出了一种利用模块化多电平矩阵变换器来减少电能变换环节的PET拓扑结构，分析了其主要控制特性以及控制方法。通过对比分析可知，所提出的PET电路拓扑还可减少子模块与高频变压器数量，与已有PET相比可具有体积重量优势。在接入1MW阻性负荷的工况下，仿真验证了所设计PET电路拓扑和控制策略的正确性与有效性。

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Power electronic transformer based on modular converter with high-frequency link

GAO Fan-qiang， LI Zi-xin， XU Fei， WANG Zhe， ZHAO Cong， WANG Ping， LI Yao-hua

(Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive, Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)

Power electronic transformer includes a plurality of power conversion links and a large number of components, which limits its efficiency, power density and reliability improvement. Based on the application of modular multilevel matrix converter, a novel PET topology based on modular converter with high-frequency link is proposed in this paper. The energy conversion process can be reduced by using the matrix transformation. What is more, the proposed topology can also reduce the number of high-frequency transformers and sub-modules, with the advantages of volume and weight. According to the PET, the operation characteristics and control strategy design method are analyzed. Simulation results show the feasibility of the proposed topology and control method.

power electronic transformer; modular; high-frequency link; matrix converter; soft switching

2017-03-23

高范强(1984-), 男, 湖北籍, 副研究员, 博士, 研究方向为大功率电力电子技术； 李子欣(1981-), 男, 河北籍, 研究员, 博士, 研究方向为电力电子变流系统及其在电网中的应用。

TM41

A

1003-3076(2017)05-0051-08