李君

摘要：对混合馈电结构的两种馈电方式的传输模型进行分析，确定缝隙的形式“H”型缝隙；然后介绍介质基板的选和微带贴片的解析计算方法，确定天线的初始尺寸；研究了Ka波段双极化微带天线4*4阵列的设计方法。最后对无过孔双极化微带天线阵列和加载过孔双极化微带天线阵列的结构和仿真结果进行分析。测试结果表明，在34.6～35.4GHz带宽内，驻波优于3.0，端口隔离优于-40dB，增益优于17dB。

关键词：Ka波段；双极化；卫星通信

中图分类号：TP393 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2017）04-0019-05

1 引言

Ka波段的频率范围为26.5-40GHz，Ka频段具有可用带宽，干扰少，设备体积小的特点。因此，Ka频段卫星通信系可为高速卫星通信、千兆比特级宽带数字传输、高清晰度电视（HDTV）、卫星新闻采集（SNG）、VSAT业务、直接到户（DTH）业务及个人卫星通信等新业务提供一种崭新的手段。现代卫星通信频谱资源日益紧张，双极化微带天线可以实现频率复用，同时发射或接收两个正交极化的电磁波，通信容量增大一倍，实现极化分集接收，减小多径传播影响，可实现移动卫星通信，研究双极化微带天线很有必要。Ka波段，双极化微带阵列和双极化波导缝隙阵列，可实现很强，但是一直没有得到应用。制约其发展的很大因素是加工工艺问题。本文在传统固定极化单脉冲天线的背景下，研究了Ka波段双极化微带单脉冲天线阵列。

2 混合馈电双极化微带天线单元设计

本文确定采用微带混合馈电方式实现Ka波段双极化特性，微带贴片采用方形贴片，馈电方式采用混合馈电。考虑实际制板因素，需要在设计过程考虑介质基板、粘结胶等影响因子。下面介绍双极化微带天线单元的设计过程。

2.1 介质基板的选取

微带天线的设计首先需要选择合适的介质基板，其性能对天线性能指标影响很大。介质基板的选择主要依据两个方面[3]：材料属性和几何属性。材料属性包含介质基板的介电常数、损耗角正切等；几何属性主要是介质板的厚度。一般情况，随着介质基板的介电常数的升高，天线的尺寸会减小，天线带宽也变小；损耗正切值与天线的效率直接相关，它决定于材料特性、工作频率、基板厚度等因素。

基板厚度与天线的工作带宽、交叉极化性能和天线整体尺寸相关，并且基板的厚度受到板材规格的限制。一般情况，随着基板厚度的增大，天线辐射效率提高，工作带宽展宽，但是表面波辐射也会增大。

总之，基板的介电常数、损耗角正切和介质基板厚度对天线的辐射特性、匹配特性等性能的影响是直接的。但是上述性能往往又是彼此相互制约的，因此，实际设计过程中应根据实际应用选择[4]。本文设计中三层介质基板Die1、Die2和Die3均采用Rogers RT/ Duroid 5880聚四氟乙烯作為介质基板材料，厚度为10mil。选用此规格介质基板的原因主要有两点：

1） Ka波段，Rogers 5880的损耗角正切值较小，馈电网络引起的损耗较小，一般为，天线辐射效率较高。

2） 选用厚度为10mil的规格，主要出于对天线单元的匹配特性和阵列功分网络设计的综合考虑。厚度较厚便于天线单元共面微带馈电的匹配，但是阵列功分网络将会存在较宽的微带匹配段，引入较大互耦，也会引起较大的寄生辐射，降低天线性能。

相对于介质基板的选择，粘结胶的选择自由度较小，主要考虑板材的粘合度、应用环境以及粘结胶的加工特性，由PCB加工厂商提供。本应用中J1和J2采用介电常数为2.6，厚度为0.1mm的Fastprise FR28。至此，介质基板均已确定，下面介绍微带辐射贴片的设计。

2.2 微带辐射贴片设计

本文辐射贴片选用方形贴片，方形贴片的理论已很成熟，也有利于天线的交叉极化性能和匹配特性。设矩形贴片的长为W，宽为L，下面是矩形微带辐射贴片的计算公式：

初步确定辐射贴片尺寸，不考虑由于粘结胶引起的等效介电常数的变化，取中心频率，介电常数可计算出W=3.37mm，L=2.67mm。由于本文设计的辐射贴片采用方形贴片，为了实现双极化，方形的两条边均作为辐射边，故辐射贴片的边长选用2.67mm。

3 微带阵列天线设计

在阵列设计时，阵列单元、阵元间距、阵列单元排布形式、阵列单元馈电权值、馈电网络形式等均需要确定。本文设计16单元阵列，均匀分布，且等幅同相馈电，阵元间距和馈电网络的形式需要进一步确定。

3.1 阵列馈电方式选取

馈电网络的主要目的是给予天线单元所需要的激励电流幅度和相位，达到阵列综合的目的。选取馈电网络形式的主要原则有：结构简单、易匹配、损耗小、带宽等。阵列馈电形式主要有并联馈电（图1（a））和串联馈电（图1（b））两种形式，以及两者组合馈电。两中馈电方式各有优势。

并联馈电设计简单，各阵元所要求电流激励幅度和相位容易分配。并联馈电的馈电网络与阵列单元相对独立，这为阵列综合提供了很好的设计前提，并且容易实现宽带匹配。但是，这种馈电占用空间较大，随着阵元增多，馈线长度增加很快，损耗变大，因此大型阵列不宜使用。

串联馈电是将天线阵元用微带传输线串联连接起来，此时对馈电的主传输线来说，每一天线阵元都等效于一个四端网络。串馈阵列各单元互相影响，设计复杂，带宽也比较窄。但是，相比并联馈电，串联馈电有以下优点：馈线长度短，由馈线引入的散射和辐射损耗较小，提高了天线效率；贴片单元排列紧凑，空间利用性好，利于馈电网络放置；不用单独设计馈电网络。

3.2 馈电间距选定

阵元间隔的选择主要从两方面来考虑：既要使单元的个数尽可能多从而提高几何口径利用率和天线的增益，同时也要考虑互耦的影响。 按格林函数法分析四元阵系统的结果（如图2所示）表明：当单元间距[d=0.8λ0]时能获得最大方向性系数，而当[d=0.76λ0]时能获得最大增益。

互耦的影响可通过适当的选取单元间距d来处理。典型的单元间距应该使得E面耦合系数[S212<-20dB]，H面耦合系数[S212<-25dB]。综合以上两方面以及天线口径的限制，选取的单元间距[d=6.5mm=0.765λ0]。

4 微带阵列仿真分析

4. 1 阵列优化流程

为了提高设计效率，利用Ansys Designer作为主要的设计工具，借助Auto CAD强大的制图功能进行辅助设计，最后利用Ansys HFSS进行仿真验证。

4.2 无过孔双极化微带天线阵列仿真

经过前文的论证，确定阵列馈电选用并联馈电方式，其中2×2阵列中，共面馈电采用反相并联馈电，耦合馈电采用同相并联馈电，单元间距采用0.765λ0。下面利用Ansys designer对4×4双极化微带阵列优化结果进行分析说明。Ansys designer仿真模型如图3所示。

从模型中可以看出在4×4双极化微带阵列中，耦合馈电采用了上下反相馈电技术，修正了部分结构不对称性，但是正如前文所述，180°相移段会引入色散效应，在仿真结果中可以看出。共面馈电主要采用左右反相馈电技术，同时上下镜像来修正结构的不对称性，从而改善交叉极化性能，但是色散效应依然不可避免。天线的外形尺寸为50mm×50mm，天线总厚度为1.034mm。

利用Ansys Designer对双极化微带天线的匹配特性和辐射特性进行仿真优化，仿真结果如下列表所示。驻波随频率变化曲线如图4（a）所示，驻波比（<2.0）带宽，水平极化端口约为1.78%，垂直极化端口优于2.6%，可见耦合馈电带宽比共面直馈阻抗带宽宽；端口隔离度如图4（b）所示，在34.6GHz～35.4GHz带宽内均优于-30dB，有着良好的端口隔离度。

图5为双极化增益随频率变化曲线，其中（a）为水平极化增益随频率变化曲线，（b）为垂直极化增益随频率变化曲线。从中很容易发现，水平极化增益整体优于垂直极化增益约2dB，与单元仿真情况相符合。

图6为双极化交叉极化随频率变化曲线，其中（a）为水平极化交叉极化随频率变化曲线，（b）为垂直极化交叉极化随频率变化曲线。两种极化方式的交叉极化在频带内均优于-27dB，能够满足实际需求。

指标 频率＼端口＼&34.6GHz＼&35 GHz＼&35.4GHz＼&H_Port＼&V_Port＼&H_Port＼&V_Port＼&H_Port＼&V_Port＼&驻波＼&2.14＼&1.85＼&1.21＼&1.03＼&1.83＼&1.62＼&增益（dB）＼&17.58＼&16.40＼&18.95＼&17.17＼&19.27＼&17.40＼&副瓣电平（dB）＼&-12.9＼&-11.7＼&-14.7＼&-12.2＼&-15.0＼&-11.8＼&交叉极化（dB）＼&-30.7＼&-32.5＼&-28.3＼&-31.2＼&-30.3＼&-29.7＼&端口隔离（dB）＼&-37.0＼&-32.9＼&-31.3＼&]

通过表1比分析，两种极化驻波带宽分别为1.75%、2.6%；水平极化增益优于17.5dB，垂直极化增益优于16.4dB，两种极化增益相差约2dB；副瓣电平均接近或优于-12dB；交叉隔离均接近或优于-30dB；端口隔离均优于-30dB。所列举指标中，最明显的缺陷便是垂直极化增益偏低，在单元仿真中给出了导致这个问题的两个原因，下面针对第二个问题提出一种解决方案。

4. 3 加载过孔双极化微带天线阵列仿真

加载过孔双极化微带天线阵列仿真模型和层结构示意如图7所示，其中（a）为HFSS仿真模型45°等角视，（b）为仿真模型的俯视，（c）为层结构示意。如（c）中所示层结构：Die表示为介质基板，仍然选用介电常数为2.2，厚度为0.254mm的Rogers 5880；粘结胶即为前文提到的FR28半固化片，介电常数为2.6，厚度为0.1mm；layer**表示金属层，**标号为层标号，从上至下依次为01～04；Via表示金属过孔或者机械通孔，其中机械通孔即天线安装孔，对天线性能影响甚微，故仿真模型中未考虑在内。

利用Ansys Designer对双极化微带天线的匹配特性和辐射特性进行仿真优化，并利用Ansys HFSS进行了验证，两者仿真结果相仿，具体仿真结果如下列表所示。驻波随频率变化曲线如图8（a）所示，驻波比（<2.0），水平极化带宽约为1.7%，垂直极化优于2.15%，相比无过孔模型，共面直接馈电的驻波带宽变化较小，耦合馈电带宽有所下降；端口隔离度如图8（b）所示，在34.6GHz～35.4GHz带宽内均优于-40dB，有着良好的端口隔离度。

图9为双极化增益随频率变化曲线，其中（a）为水平极化增益随频率变化曲线，（b）为垂直极化增益随频率变化曲线。水平极化增益与垂直极化增益相差约0.4dB，相比图4所示有了很大改善。而且水平极化在2.28%带宽内，增益最大不平度为0.58dB，垂直极化的不平度为0.5dB，增益平坦度性能优良。

图9为双极化交叉极化随频率变化曲线，其中（a）为水平极化交叉极化随频率变化曲线，（b）为垂直极化交叉极化随频率变化曲线。交叉极化曲线是选取E面和H面交叉极化较差的一维拟合的曲线，两种极化方式的交叉极化在频带内均优于-27dB，性能优良，符合实际需求。

指标 频率＼端口＼&34.6GHz＼&35 GHz＼&35.4GHz＼&H_Port＼&V_Port＼&H_Port＼&V_Port＼&H_Port＼&V_Port＼&驻波＼&2.42＼&2.05＼&1.11＼&1.10＼&2.34＼&2.14＼&增益（dB）＼&18.3＼&17.9＼&18.8＼&18.4＼&18.8＼&18.3＼&副瓣电平（dB）＼&-13.0＼&-11.6＼&-13.3＼&-12.2＼&-11.9＼&-12.1＼&交叉极化（dB）＼&-31.1＼&-39.8＼&-29.7＼&-35.7＼&-27.8＼&-36.2＼&端口隔离（dB）＼&-48＼&-29.6＼&-24.8＼&]

通过表2中结果对比分析，两种极化驻波带宽分别为1.70%、2.15%；水平极化增益带内增益优于18.3dB，垂直极化增益优于17.9dB，两种极化增益相差约0.5dB；副瓣电平均接近或优于-11.5dB；交叉隔离均接近或优于-30dB；端口隔离均优于-25dB。匹配特性和辐射特性均良好，能够满足要求。

5 结束语

本文结合加工工艺对天线的结构形式进行了充分论证，并提出双极化微帶天线单元设计中的潜在问题，即水平极化匹配的问题和垂直极化增益偏低的问题。利用阵列综合方法解决单元设计中遗留问题。特别对“垂直极化增益偏低”的问题给出了可行的解决手段，增加了垂直极化的口径效率。测试结果表明，在34.6～35.4GHz带宽内，驻波优于3.0，端口隔离优于-40dB，增益优于17dB。

参考文献：

[1] 汪伟， 金剑. 宽频带膜片激励波导窄边非倾斜缝隙阵天线[J]. 微波学报， 2005， 21 （5）：30-33.

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