李前丰， 肖岚， 茅茆

(南京航空航天大学自动化学院，江苏 南京 210016)

0　引　言

随着生活水平的提高，人们更加注重健康，CT机等X射线影像产品大量应用，对于设备的心脏—高压电源提出了更高的要求。高压电源中的高压变压器因为大匝比和绝缘距离限制，漏感和分布电容大，若主电路拓扑采用PWM变换器，漏感带来较高的电压尖峰，损坏器件；分布电容引入较大环流，降低效率。谐振变换器可以利用这些寄生参数，使之参与到谐振过程中去。同时可以实现开关管的零电压开关(ZVS)或者零电流开关(ZCS)，提高效率。LCC谐振变换器作为三谐振元件变换器，融合了两谐振元件变换器优点，克服了它们的缺点，在高压电源中得到广泛应用[1-3]。而在中小功率场合，倍压电路的使用可以有效减小变压器的变比，降低了绝缘要求，提高了稳定性[4]。传统的模拟控制由于器件多，结构复杂，实现的控制策略简单，可靠性受到影响[5]，因此本文采用基于DSP芯片的数字控制方式。相比而言，数字控制器件少，控制策略灵活多变，抗干扰能力强，系统的稳定性高。本文首先介绍了高压电源的组成，通过分析LCC谐振变换器的电压传输特性，给出LCC谐振变换器的设计原则，使得变换器能在宽负载范围内实现ZVS，然后给出了相应的数字变频控制方案，最后通过原理样机验证了理论分析的正确性。

1　主电路拓扑及工作波形

图1所示为高压电源的主电路，是具有正负双向12倍压电路的LCC谐振变换器，其中S1～S2为MOSFET开关管，D1、D2为它们的反并二极管，C1～C2为并联电容，Ls为串联谐振电感，Cs为串联谐振电容，Cp为并联谐振电容，它包含了变压器二次绕组的分布电容，Tr为高压变压器，二次侧对一次侧的匝比为n1，D3～D14为倍压电路的整流二极管，C3～C14为倍压电容，RLd为负载。

图1　具有正负双向12倍压电路的LCC谐振变换器的结构图

LCC谐振变换器根据谐振电感电流是否连续分为连续导电模式(CCM)和断续导电模式(DCM)，CCM模式下开关管可以实现ZVS开关，中小功率场合开关管一般为MOSFET，MOSFET的结电容相对较大，硬开通损耗较高[6]，所以适合CCM模式。控制方式常用的是变频控制，因此主电路工作在变频控制CCM模式下。

为实现开关管的ZVS，开关频率应当大于谐振频率，使谐振网络呈感性，谐振电感电流滞后于桥臂输出电压。主电路工作在变频控制CCM模式下的主要波形图如图2所示。其中，K=12n1。

图2　主电路主要波形

2　主电路特性分析

为了简化分析，假定倍压电容足够大，正负双向12倍压电路可以简化为升压比为12的理想变压器和全桥整流电路串联的形式，简化后的主电路等效电路图如图3所示，简化后变压器变比为n，大小为12倍的n1。

图3　主电路等效电路图

图4　主电路交流等效电路

采用基波分量分析法(FHA, First Harmonic Approximation)，可以得到主电路交流等效电路如图4所示，其中从变压器一次侧看进去电路等效为电阻Re和电容Ce的并联电路。vAB1和vCp1分别为逆变桥输出电压和变压器一次侧电压的基波分量。

根据交流等效电路可以推导出变换器的电压传输比为：

(1)

(2)

(3)

β=-25sinθ

(4)

α=Cp/Cs

(5)

假定变换器参数为Ls=121.67 μH，Cs=25 nF，Cp=21.4 nF，n=80，利用MATLAB软件可以绘出不同负载条件下的电压增益曲线，如图5所示。

图5　电压增益特性曲线

由图5可知，负载重时，增益曲线的峰值低且接近谐振频率，变换器呈现串联谐振变换器特性，负载轻时，增益曲线的峰值高且远离谐振频率，变换器呈现并联谐振变换器特性。物理解释是负载重时，负载电阻小，等效到变压器一次侧，并联谐振电容近似短路，表现出串联变换器特性，负载减轻时并联谐振电容渐渐起作用，表现出并联变换器特性。正因如此LCC谐振变换器吸收了串联和并联谐振变换器优点，克服或改善了它们的缺点。

在设计时，为了保证变换器在整个负载范围内都能实现ZVS，应当使得某一负载条件下，开关频率大于该负载下谐振峰对应的频率。从图5可知，要达到这个目标，有两个方案，一是使得开关频率大于空载时的谐振峰对应频率，这样做整个负载范围内都能实现ZVS，但使得满载时开关频率高，增益曲线缓，调节性能差；二是参数在满载下设计，如图5所示，如果将满载时工作点设计在A点，此时增益为1。增益为1的直线与每条曲线有两个交点，说明在此增益下满足的工作点有两个，一个小于谐振峰对应的开关频率，一个大于谐振峰对应的开关频率，实际希望开关频率大于谐振峰对应的开关频率。为了保证实现ZVS，需要额外的限制条件，当最小开关频率大于等于A工作点对应的开关频率时，满足的工作点减少为一个，同时工作点对应的开关频率都是大于对应负载增益曲线的谐振峰频率。

比较两种方案，方案二的开关频率低于方案一，曲线更陡，调节性能更好。

3　数字控制的实现

图6　数字控制高压电源原理框图

数字控制高压电源的原理框图如图6所示，DSP型号为TI公司的TMS320F2812，输出电压经过采样和调理电路，送入DSP的A/D采样口，A/D转换后的值与程序里设定的基准值进行比较，产生误差信号，对误差信号进行调节，从而输出频率可调的PWM信号，经过驱动电路驱动开关管，使得输出电压稳定。

图7　主程序和中断子程序流程图

软件系统架构采用的是主程序加中断子程序的方式，采用通用定时器1的下溢中断作为系统的主中断。主程序负责完成设置系统时钟频率、I/O口初始化、事件管理器初始化、AD采样初始化、使能中断等初始化设置。初始化完成后，主程序便开始循环等待中断。主程序流程图如图7(a)所示。进入中断子程序之后，先读取AD采样的数据，然后进行电压环PI运算，并对电压环的输出进行限幅。通过限幅，可以实现最大和最小频率的限制。最后通过更改定时器计数器的值更新驱动。中断子程序流程图如图7(b)所示。

4　实验结果

为了验证上述理论分析的正确性，搭建了一台原理样机，具体参数如表1所示。

表1　LCC谐振变换器实验参数

图8和图9给出了工作在变频控制CCM模式下带有正负双向12倍压电路的LCC谐振变换器的满载和轻载实验波形，分别是S1开关管漏源电压udsS1和驱动电压ugsS1，谐振电感电流iLs，从图中可以看出，采用数字控制，通过限制最小开关频率，开关管在满载和轻载下均实现了ZVS开关。

图8　满载实验波形，f=96 kHz

图9　轻载实验波形，f=137 kHz

5　结束语

本文针对高压电源的特点，合理选择拓扑，通过对带有正负双向12倍压电路的LCC谐振变换器的电压增益特性曲线进行分析，给出LCC谐振变换器的设计原则，使得变换器能在宽负载范围内实现ZVS，同时给出了相应的数字变频控制方案，实验结果表明该设计原则的正确性和数字控制的可行性。

参考文献：

[1] 夏冰.LCC谐振变换器在大功率高输出电压场合的应用研究[D].南京：南京航空航天大学,2008.

[2] Cavalcante FS,KolarJ W.Design of a 5kWhigh output voltage series-parallel resonant DC-DC converter[A].Acapulco 2003,Proceedings of 2003 IEEE Power Electronics Specialist Conference[C],2003：1807-1814.

[3] 冒小晶.基于LLC谐振变换器的高压母线变换器的研究[D].南京：南京航空航天大学,2012.

[4] SUNJ,DING X,NAKAOKAM,TAKANO H.Series resonant ZCS-PFM DC-DC converter with multistage rectified voltage multiplier and dual-mode PFM control scheme for medical-use high-voltage X-ray power generator[J].IEE Proceedings - Electric Power Applications, 2000,147(6)：527-534.

[5] 钱娟.数字控制全桥LLC谐振变换器的研究[D].南京：南京航空航天大学,2013.

[6] 杨瑞.LCC谐振变换器的解析建模与分析[D].武汉：华中科技大学,2014.