含有源功率解耦的单相H桥逆变器综合可靠性评估

2016-12-19唐君超杰王浩然马思源朱国荣

电源学报 2016年6期

关键词：器件损耗电容

唐君超杰，王浩然，马思源，朱国荣，王怀

（1.武汉理工大学自动化学院，武汉430070；2.奥尔堡大学能源技术学院，奥尔堡9220，丹麦）

含有源功率解耦的单相H桥逆变器综合可靠性评估

唐君超杰1，王浩然2，马思源1，朱国荣1，王怀2

（1.武汉理工大学自动化学院，武汉430070；2.奥尔堡大学能源技术学院，奥尔堡9220，丹麦）

为抑制单相H桥变换器系统中直流侧低频纹波，近年来出现了许多功率解耦方法减小或消除DCLink电容，延长DC-Link寿命，提高其可靠性。然而，由于有源功率解耦引入了额外器件，且原有器件的应力也有所改变，因此，有必要对变换器级的可靠性进行综合评估。基于2 kW的单相H桥逆变器，通过器件级的电-热应力模型、寿命模型、Weibull分布得到器件级可靠性，并基于器件级可靠性，通过可靠性框图（RBD）得到变换器级可靠性，与传统无源解耦逆变器相比较，综合评估带两种不同有源功率解耦的单相H桥逆变器可靠性。

H桥逆变器；热应力；寿命预测；可靠性评估

引言

电解电容因其能量密度、成本等方面相较于薄膜电容更优秀的性能，而被广泛应用于容性DCLink中。然而电解电容通常存在老化损坏的问题，针对此问题提出了许多减小或取代电解电容，并同时提高DC-Link可靠性的功率解耦方法［1，2］。

关于功率解耦的研究通常通过减小电容上纹波电流应力或减小所需DC-Link容值实现，例如添加额外控制方法或有源功率解耦模块。基于有源电容的概念，有源功率解耦模块在DC-Link侧引入一个额外的有源电路，从而为脉动功率提供了一条流通路径，以免其流经DC-Link电容［3，4］。

从器件级角度，DC-Link可靠性确实得到了改善，然而额外的功率解耦电路可能增加了电路中原有器件的电、热应力，并且因此影响系统整体的可靠性［5］。因此，从变换器级角度，整体变换器的可靠性是否有所改善仍有待评估。

本文将建立主要器件（如电容、功率开关管）的电-热模型，并基于器件级的可靠性信息，利用可靠性框图RBD（reliability block diagram）分析变换器级的可靠性［6］。与传统采用无源DC-Link的逆变器相比，对含有源功率解耦的单相H桥逆变器可靠性进行综合评估。

1 3种功率解耦方法综述

3种功率解耦方法电路如图1所示。单相H桥变换器中，假定交流输出电压vac（t）及交流输出电流iac（t）都为正弦，且功率因数为1，则有

式中：Vo、Io分别为输出电压、电流幅值；ω为工频角速度。

图1 3种解耦方法电路Fig.1 Circuit topologies of three power decoupling methods

因此，交流侧功率可表示为

由式（2）可知，交流侧功率中含有直流成分以及2倍基波频率的脉动成分。此脉动功率通常需要在直流侧加电解电容或功率解耦模块进行缓冲。

1.1 方法1：无源DC-link

图1（a）为传统无源解耦方法，所需最小容值［3］为

式中：Vdc为输入电压；ΔVdc为最大允许输入电压纹波。式（3）说明，所需电解电容的容值随允许输入的最大电压纹波增大而减小。

1.2 方法2：直流侧有源功率解耦

图1（b）为直流侧加功率解耦模块的H桥变换器电路，模块中电容的电压［3］为

相比于方法1，通过添加波形控制函数VⅡ· sin（ωt+θⅡ）以增大单个电容两端电压的波动，小容值的薄膜电容可用来取代电解电容。

1.3 方法3：交流侧有源功率解耦

图1（c）为交流侧加功率解耦模块的H桥逆变器电路。模块中电容的电压［7］为

与方法2不同的是，利用交流侧滤波电容分为2个以缓冲脉动功率，因此整体系统的器件数少于方法2。

2 可靠性评估

2.1 器件级

图2为可靠性评估流程图：由图2可见，通过从电路拓扑结构中计算得到器件电压、电流以及开关工作频率特性，建立电模型得到器件的功率损耗；然后通过热阻抗模型得到器件的温度；进而通过IGBT的热性能与电容的温度、电压等应力，预测器件的寿命和进行器件级可靠性评估；最后通过系统模型预测系统级寿命及进行系统级可靠性评估。

图2 可靠性评估流程Fig.2 Flow chart of the reliability prediction

2.1.1 IGBT

IGBT可靠性评估流程如图2所示。首先，IGBT的损耗可分为导通损耗和开关损耗。IGBT导通损耗为

式中：Vce为集电极-发射极电压；ic为集电极电流；D为占空比。另外

式中：re为集电极-发射极通态电阻。式（7）表明，Vce和ic之间存在线性关系。IGBT开关损耗可表示为开关能量Etot与开关管频率fsw的乘积，即

开关能量与集电极电流之间关系［8］可表示为

式中，a1、a2、a3为拟合系数。则IGBT总损耗为导通损耗与开关损耗之和，即

本文选取Infineon公司FS20R06W1E3_B11、FS30R06W1E3_B11与FS50R06W1E3_B11这3种型号的IGBT进行对比，其额定电压均为600 V，额定电流分别为20、30和50 A。拟合结果如图3所示，图中R2为拟合系数。基于方法1，3种IGBT结温仿真结果如图4所示。

图3 拟合结果曲线Fig.3 Curve of fitting results

Cauer模型和Foster模型是两种广泛应用的IGBT热模型，等效网络见图2。Cauer模型基于IGBT的几何、材料性质，具有物理意义；Foster模型不具物理意义，而体现了IGBT的热性能，因此常出现在数据手册中。本文将以Foster模型进行IGBT热分析。Foster模型等效热阻抗为

图4 相同工况下不同额定电流IGBT结温Fig.4 Junction temperatures of IGBTs with different current ratings under the same working condition

IGBT结温Tj的计算公式［9］为

式中，Ta和Tc分别为环境温度和IGBT壳温。得到IGBT结温后，利用Coffin-Manson-Arrhenius模型计算热周期［9］，即

式中：Nf为所求热周期数；A、α为模型系数；ΔTj与Tjm分别为结温的波动幅值与最大值；Ea为活化能；kb为玻尔兹曼常数。所需参数如表1所示。

表1 Coffin-Manson-Arrhenius模型参数Tab.1 Parameters of the Coffin-Manson-Arrhenius model

本文关注于额定负载下的可靠性评估，负载变化引起的可靠性变化并未考虑在内。因此，热循环周期主要是逆变器输出电流基波周期0.02 s。一个开关周期内的温度变化可忽略不计。

最后，IGBT可靠性可由二参数Weibull分布得出［10］，即

对于功率开关器件，β通常取2.5。本文将视所预测的寿命为B10寿命，即可靠性为0.9时的平均寿命。因此可在R（t）=0.38时得到η值，再基于此η值，可推导得出IGBT的可靠性分布，如图5所示。

图5 IGBT可靠性的Weibull分布Fig.5 Reliability of IGBT based on weibull distribution

2.1.2 电容

电容可靠性评估流程见图2。首先，同样需计算电容损耗。电容损耗可表示为

式中：iisin（ωit+θ）为i次谐波；ESRfi为ωi下的等效串联电阻ESR（equivalent seriers resistance）。本文讨论的电路中包含3种电容：DC-Link侧电解电容、交流侧滤波电容以及功率解耦模块中的薄膜电容。首先，滤波电容电流中含有多次谐波，然而，电容ESR会随频率增加而减小，因此高次谐波带来的损耗可忽略不计［12］。故滤波电容中将只考虑50 Hz下的电流及ESR。

DC-Link电解电容通常用来抑制低频纹波电流，因此其电流可由式（2）求出，即

则薄膜电容电流也可由式（4）、式（5）求出，即

这里也只考虑100 Hz的电流及ESR。计算出电容损耗后，结温可由热模型求得，即

式中：Th和Ta分别为电容核温和环境温度；Zth（h-a）为电容核到环境的热阻抗。本文采用同时考虑电容电压及温度的寿命模型［10］，即

式中：L0为温度T0、电压V0参考工况下的寿命；V为电容最大承受电压与实际工况下的电压；L为实际工况下温度Th、电压V的电容预测寿命；n为电压应力常数，对于电解电容n通常取3～5，而对于薄膜电容通常取7.0～9.4。针对本研究所选取的电容，电解电容取n=3，而薄膜电容取n=7。

在Weibull分布中，电容的β值通常取5，此外，电容可靠性评估方法与IGBT相同。

2.2 系统级

基于可靠性框图（RBD）模型分析系统的可靠性。由于本文讨论的系统中不存在可靠性冗余，系统的可靠性模型［6］可表示为

式中：R1（t）、R2（t）、R3（t）分别为3种系统的可靠性；RT1（t）、RT2（t）、RT3（t）、RT4（t）为逆变器中4个开关管的可靠性；RT5（t）、RT6（t）为功率解耦模块中开关管的可靠性；Rc（t）为滤波电容可靠性；RcⅡ1（t）、RcⅡ2（t）与RcⅢ1（t）、RcⅢ2（t）分别为方法2与方法3中的薄膜电容可靠性。

值得注意的是，以上模型均只考虑到IGBT及电容的疲劳损耗，其他器件的其他损耗由于目前缺乏足够的可靠性数据，并未考虑在内。

3 基于3种不同解耦方法的2 kW逆变器可靠性评估

3.1 仿真与结果分析

为验证以上分析，本文基于PLECS建立了分别在直流测和交流测加功率解耦模块的H桥逆变器仿真平台。

电路参数如表2所示。IGBT选用Infineon公司的IGBT FS50R06W1E3_B11，电容选用Vishay公司的电解电容059 PLL-SI以及薄膜电容MKP 184进行仿真。

表2 电路仿真参数Tab.2 Parameters of the Circuit Simulation

图6为功率解耦模块分别在直流侧和交流侧时输入电流的FFT分析。由图可以看出，当模块在直流侧时，纹波电流均方根值减小了94.9%（3.465 A降至0.177 A）；当模块在交流侧时，纹波电流均方根值减小了89.1%（3.465 A降至0.377 A）。

H桥及模块中IGBT结温仿真结果如图7所示。模块在直流侧时，由于模块中IGBT损耗大于H桥中IGBT损耗，模块中IGBT由于更高的损耗，结温要高于H桥中IGBT。而模块在交流侧时，由于模块导致T1、T2损耗小于T3、T4及模块中的IGBT，因此，T1、T2结温最低，而T3、T4最高。

图6 输入电流FFT分析Fig.6 FFT analysis of the input current

图7 H桥及模块中IGBT结温Fig.7 Junction temperature of the IGBTs in the H-bridge and the power decoupling module

3.2 可靠性评估与分析

通过以上分析，可以对IGBT、电容以及系统的可靠性进行评估，结果如图8所示。各器件寿命如图8（a）所示，从图（a）中可以看出，模块在直流侧时，不会影响原本H桥中IGBT的寿命。而模块在交流侧时，T1、T2电流应力小于T3、T4，因此，寿命较长。此外，两种功率解耦模块中，薄膜电容寿命均长于电解电容。如图8（b）为3种系统的可靠性分布曲线。从图（b）中可以看出，在相同的纹波抑制效果下，带功率解耦模块的系统可靠性高于带电解电容的系统。此外，交流侧带功率解耦模块的逆变器可靠性只在约前70年高于直流侧带功率解耦模块的逆变器系统。而直流侧带功率解耦模块的系统B10寿命长于交流侧带功率解耦模块的系统。另外，图8中所呈现的结果仅仅考虑了磨损老化引起的失效，其他缺乏设计强度引起的损耗不包含在内。

图8 3种解耦方法的器件寿命和系统可靠性分析曲线Fig.8 Component lifetime and system-level reliability curves with the three different power decoupling methods

4 结语

本文关注器件级、变换器级的可靠性，选取了2种具有代表性的有源功率解耦模块与传统的无源解耦方法进行了可靠性的分析与对比。基于热模型与寿命模型对IGBT与电容进行寿命预测；基于Weibull分布评估器件可靠性，并通过RBD模型对3种系统进行可靠性评估并对比，建立了基于PLECS的仿真平台，并验证了分析的正确性。并从最终的分析结果可以看出，在功率解耦模块中用薄膜电容代替了电解电容，所以相同的纹波抑制效果下，带功率解耦模块的H桥逆变器系统可靠性高于带电解电容的H桥逆变器系统。但交流侧带功率解耦模块的逆变器可靠性只在约前70年高于直流侧带功率解耦模块的逆变器系统，而直流侧带功率解耦模块的系统B10寿命长于交流侧带功率解耦模块的系统。

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Reliability Evaluation of a Single-phase H-bridge Inverter with Integrated Active Power Decoupling

TANG Junchaojie1,WANG Haoran2,MA Siyuan1,ZHU Guorong1,WANG Huai2
（1.School of Automation,Wuhan University of Technology,Wuhan 430070,China;2.Department of Energy Technology,Aalborg University,Aalborg 9220,Denmark）

Various power decoupling methods have been proposed recently to replace the DC-link electrolytic capacitors（E-caps）in single-phase conversion system,in order to extend the lifetime and improve the reliability of the DC-link.However,it is still an open question whether the converter level reliability becomes better or not,since additional components are introduced and the loading of the existing components may be changed.This paper aims to study the converter level reliability of a single-phase full-bridge inverter with two kinds of active power decoupling module and to compare it with the traditional passive DC-link solution.The converter level reliability is obtained by component level electro-thermal stress modeling,lifetime model,Weibull distribution,and reliability block diagram（RBD）method.The results are demonstrated by a 2 kW single-phase inverter application.

H-bridge inverter;thermal stress;lifetime estimation;reliability evaluation