何明坤，范丽英，董 宁

(1.海盾雷达声纳工程技术有限公司，青岛 266107；2.解放军92721部队，舟山 316000)



声表面波延迟线的优化设计

何明坤1，范丽英1，董 宁2

(1.海盾雷达声纳工程技术有限公司，青岛 266107；2.解放军92721部队，舟山 316000)

在现代雷达和通信系统中，声表面波延迟线是应用非常广泛的器件，与此同时，对该器件的技术要求也越发严格，以至于常规的声表面波延迟线很难满足。介绍了4种声表面波延迟线的优化设计方法，克服了传统延迟线受器件尺寸和基片材料长度、相对带宽及多路延迟的限制，满足了雷达、通信等电子设备中对电信号的长延迟需求，为声表面波延迟线设计提供了参考。

声表面波；延迟线；叉指换能器；倒相换能器

0 引 言

声表面波(SAW)延迟线具有结构简单、体积小、一致性好、温度稳定等特点，广泛应用于雷达、通信等电子系统中，基本取代了电缆延迟线，成为中频、射频段延迟信号的基础器件。目前，在扩频通信系统的相关解调器、雷达动目标显示器、雷达距离回波信号模拟器、延迟路径长度均衡器、电子对抗系统的应答式干扰机和多相调制器系统中，均能见到SAW延迟线,且已成为关键器件之一。本文介绍了5种声表面波延迟线的优化设计方法，便于在设计时参考，以进一步提高其性能，满足更高的使用要求。

1 简要原理

SAW延迟线由基片和设置在内部的 2个叉指换能器(IDT)组成，结构如图1所示。左侧的IDT将输入电信号转换为声信号,经过声媒质表面传播至右侧，右侧的IDT将声信号还原成电信号输出。延迟时间T取决于基片媒质声表面波速度VS和两换能器之间的距离L， 即T=L/VS。

图1 SAW延迟线的结构

由于SAW在基片媒质中的传播速度比电磁波慢约5个数量级，且能量集中在基片表面，所以SAW延迟线不但体积小(仅是同轴延迟线的千分之一)，还能同时实现多种信号处理功能(滤波和延迟功能结合)[1]。

2 声表面波延迟线优化设计

2.1 长时延固定延迟线

随着雷达、通信及电子对抗领域技术的飞速发展，对延迟线的时延要求逐步在增大，需要更多时延大于30μs的延迟线，与此同时，随着器件小型化、集成化的趋势，客户对器件尺寸的要求也日益严格，需要更小体积。这就形成了一对矛盾，采用常规的设计结构已经无法满足这一要求，为了合理化解这一冲突，需要对常规设计结构进行优化。经过不断的修改尝试，折叠式结构的延迟线应运而生，既实现了长延时，也缩小了体积(为常规结构的一半)。

折叠式固定延迟线由输入IDT、输出IDT和1个(或多个)通道转换器构成,结构如图2所示。需要延迟的电信号经输入IDT转变成声信号,当SAW到达通道转换器时,在相邻通道内会产生1个相反方向的声波,再经输出IDT将声信号还原成电信号输出。延迟时间T取决于基片媒质声表面波速度VS和两换能器之间的距离(L=L1+L2)， 即T=L/VS=(L1+L2)/VS。

图2 折叠式固定延迟线的结构

通道转换器是折叠式固定延迟线的设计关键，它将延迟通道折叠，使其对基片的长度成倍下降，故也减小了器件的体积和重量。

2.2 宽带固定延迟线

在雷达、通信系统中，为了实现SAW延迟线多种信号处理功能，要求信号经过延迟线后不造成失真，从技术上需要延迟线器件的带宽必须远大于被延迟的直扩信号带宽，即宽带延迟线。由于常规SAW延迟线的带宽受叉指指条数的限制，伴随着相对带宽的增加，同时会增大器件损耗及降低阻带抑制。为了缓解这一矛盾，采用倒相换能器(PRT)结构，它由中心节换能器和两端倒相换能器组成。中心节换能器不加权，两端倒相换能器进行部分幅度加权，倒相叉指孔径为中心节孔径的0.6倍，其第1条叉指与相邻中心节叉指相位相同[2]，如图3所示。

图3 PRT结构的固定延迟线

该结构无需调谐，对延迟和相位的波动无附加影响，确保信号不失真。它的传输函数为：

(1)

式中：n为中心IDT指对数；a为倒相换能器距IDT边缘中心的距离。

经仿真计算，得到频率/幅度特性图如图4所示。 由图4可看出，在均采用5对叉指换能器的情况下，a=1时，PRT结构换能器3dB带宽较常规结构增加80%。

图4 频率/幅度特性图

若取中心换能器指对数为N，倒相换能器不进行幅度加权，其频率响应正比为:

(2)

为了便于理解，下面用图示法对倒相换能器的频响进行说明。1个倒相换能器可等效认为由3组换能器组成，如图5所示。第1组中心换能器为N对指，第2组中心换能器为N+1对指，第3组中心换能器是N+2对指且与前2组换能器相位相反。假定这3组换能器在空间上以中心位置对齐重叠排列，共用1个声通道，但互不干扰。

图5 3组等效倒相换能器

第2、3组的叉指换能器的冲击响应之和h4(t)=h2(t)+h3(t)，如图6所示。

图6 第2、3组换能器冲击响应之和示意图

3组的叉指换能器的冲击响应之和hPRT(t)=h1(t)+h4(t)=h1(t)+h2(t)+h3(t)，如图7所示。

图7 3组换能器的冲击响应之和示意图

再对倒相换能器进行幅度加权，加权系数W≤1，则:

hPRT(t)=h1(t)+Wh4(t)=h1(t)+Wh2(t)+Wh3(t)

(3)

根据傅里叶变换的叠加性：

HPRT(f)=H1(f)+H2(f)+H3(f)

(4)

HPRT(f)=H1(f)+WH2(f)+WH3(f)

(5)

图5中3组换能器是等孔径的，频响对应于不同的SINC函数:

(6)

只考虑其幅度特性，则式(3)、(4)变为:

HPRT(f)=H1(f)+H2(f)-H3(f)

(7)

HPRT(f)=H1(f)+WH2(f)-WH3(f)

(8)

并且有:

(9)

(10)

倒相换能器频响与加权系数的关系如图8所示。

图8 倒相换能器频响与加权系数的关系

从图8中可以看出，W越大，倒相换能器带宽越大。

2.3 可编程延迟线

由于声表面波延迟线由线性网络组成，在实现延迟的过程中，能保证输入输出载频不变，且始终保持脉冲的相参性。声表面波延迟线的这一特性可用于产生拖距干扰脉冲，利用超外差的原理，在拖距的过程中，对输出信号进行同步移频，能很好地实现速度拖引[3]。而在实际的欺骗干扰应用中，需要同时产生多个假目标以迷惑对方雷达，此时，就需要将单一延迟模块组合升级成多延迟模块，各延迟单元的选通由可编程控制开关控制，继而产生多个假目标，达到欺骗脉冲多普勒(PD)雷达的目的。图9为声表面波可编程延迟线的结构框图。

图9 可编程延迟线结构框图

该组件由6个延迟单元组成，延迟时间分别为0.1μs,0.2μs,0.4μs,0.8μs,1μs,3.2μs，每个延迟线单元的损耗由放大器进行补偿。射频脉冲所需的延迟时间由控制开关产生，共有64种状态(0～6.3μs，间隔0.1μs)。当雷达信号进入时，单元1先延迟0.1μs输出，将跟踪波门偏离真实信号0.1μs。接着以0.1μs的步进可将跟踪波门偏离真实信号6.3μs。

2.4 多抽头延迟线

在实际的欺骗干扰应用中，往往需要一些延迟时间比较长的延迟线。由于多级级联后会使带宽变窄，长延时高频损耗变大，这需要在设计时进行优化。首先应选用衍射系数小的压电基片，采用宽带结构的输入换能器，输出换能器采用多抽头形式[4]。图10为声表面波多抽头延迟线的结构框图。

图10 多抽头延迟线结构框图

输入调制脉冲经过第1级延迟40μs，进入第2级产生5个延迟60～80μs的调制脉冲，再进入第3级产生6个延迟85～110μs的调制脉冲，然后将60～110μs的延迟脉冲合路放大输出。输出换能器每隔5μs设置1个抽头，共8个抽头。如此以来，仅需3个基片便能实现输出11路延迟60～110μs、间隔5μs的相似假目标。

3 结束语

本文结合常用的SAW延迟线，介绍了4种实用的优化设计方法，折叠式固定延迟线克服了传统延迟线受器件尺寸和基片材料长度的限制，宽带延迟线采用倒相换能器结构使相对带宽变宽，可编程、多抽头延迟线能同时产生多个假目标，用于欺骗干扰，满足了雷达、通信等电子设备中对电信号的长延迟需求，便于进行声表面波延迟线设计时参考。

[1] 郝晓勤.声表面波延迟线[M].南京:南京电子技术研究所，2010.

[2] 武以立.声表面波原理及其在电子技术中的应用[M].北京:国防工业出版社，1983.

[3] 王心福.可编程延迟线相干干扰源[J].电子对抗技术，1997(2):5-11.

[4] 刘刚.用于PD雷达欺骗干扰的声表面波延迟线组件[M].重庆:四川压电与声光技术研究所，2002.

OptimizedDesignofSurfaceAcousticWaveDelayLine

HEMing-kun1，FANLi-ying1,DONGNing2

(1.HaidunRadarSonarEngineeringCo.,Ltd，Qingdao266107，China；2.Unit92721ofPLA,Zhoushan316000,China)

Inthemodernradarandcommunicationsystem，thesurfaceacousticwavedelaylineiswidelyused，atthesametimethetechnologydemandofthedeviceismoreandmorestrict，sothattheconventionalsurfaceacousticwavedelaylineisdifficulttomeetthedemand.Thispapermainlyfocusesontheoptimizationdesignmethodoffourkindsofsurfaceacousticwavedelaylines，andthemethodovercomesthelimitationthattraditionaldelaylineislimitedbythedevicesizeandthelengthofsubstratematerial，relativebandwidthandthemulti-channeldelay，whichmeetsthedemandsoflongdelaytotheelectricsignalintheelectronicequipmentssuchasradar,communication,etc.，andoffersareferencefordesigningthesurfaceacousticwavedelayline.

surfaceacousticwave；delayline；interdigitaltransducer；phasereversetransducer

2016-05-05

TN

A

CN32-1413(2016)05-0060-04

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2016.05.015