郑愫， 龚春英

(南京航空航天大学 自动化学院电气系，江苏 南京 210016)



高频LLC谐振变换器的效率优化

郑愫， 龚春英

(南京航空航天大学 自动化学院电气系，江苏 南京 210016)

随着电力电子功率器件的发展，功率变换器向着高频、模块化发展。LLC谐振变换器由于拓扑结构简单且能在全负载范围内实现开关管的零电压开通和副边二极管的零电流关断，损耗小、效率高，可逐渐应用于高频场合，从而成为业界的研究热点。随着工作频率的提高，原先在传统LLC中被忽略的寄生电容不仅会影响原边开关管的软开关过程而且还会使得谐振电流发生畸变。分析了寄生电容对变换器软开关的影响且对死区时间进行优化设计，以提高变换器的效率。研制了一台功率为250 W，工作频率为400 kHz的LLC谐振变换器原理样机，并进行了实验验证。

LLC谐振变换器；寄生电容；软开关；死区时间；效率

0 引 言

随着功率半导体器件的发展，功率变换器逐渐向高频、高效率、高功率密度方向发展[1]。变换器的高频化，意味着开关损耗的增加，为了减小这部分损耗，软开关变换器受到广泛的关注。LLC谐振变换器就是典型的软开关变换器，由于其结构简单，又能在全负载范围内实现原边开关管的零电压开通和副边二极管的零电流关断，成为业界研究的热点，并逐渐应用于高频高效能场合[2]。

随着变换器工作频率的提高，原先在传统变换器中被忽略的寄生参数将参与到变换器的工作过程，影响变换器的工作性能[3]。寄生参数在参与LLC谐振变换器工作过程中，随着工作频率的提高，会造成电磁干扰的增大、可靠性和电磁兼容性降低、工作波形畸变，甚至造成变换器无法正常工作。

在设计LLC变换器时，常常关注变压器漏感的设计，让漏感参与谐振变换。在此同时，往往忽略了变压器绕组分布电容对变换器产生的影响[4]。事实上，不光变压器会有寄生电容，原边功率开关管和副边整流二极管都有寄生电容。随着电路参数的不同，有些情况下，寄生电容更不可以被忽视。在分析寄生电容对变换器工作影响的基础上，优化电路参数设计，或者提出改进型的电路，尽量降低寄生电容对变换器的不良影响[5-6]。

本文首先分析了变压器寄生电容的产生机制，功率开关管和二极管寄生电容确定方法。理论分析了寄生电容对变换器软开关的影响。然后分析了寄生电容对死区时间设定的影响，并通过优化死区时间大小的方式来提高变换器的工作效率。最后研制完成了一台250 W，工作频率为400 kHz的LLC谐振变换器，并给出了相关实验验证结果。

1 寄生电容产生原理

图1 考虑寄生电容的LLC全桥谐振变换器

由于功率器件结构和制造工艺的原因，功率开关管和二级管不可避免地存在寄生电容。如图1所示，Cq1～Cq4分别为开关管Q1～Q4的寄生电容，Cj1、Cj2分别为整流二极管D5、D6的寄生电容。功率MOSFET的输入电容Ciss、反馈电容Crss、输出电容Coss是作为衡量MOSFET频率特性的参数，因为其决定开关管在开关过程中的能量损失及开关状态改变所需电荷的情况。这三个寄生电容参数并不是固定的，是随着外部电路施加给MOSFET本身的电压发生变化的。以Infineon公司的型号为IPP028N08N3的MOSFET管子为例，其寄生电容随着MOSFET的漏源电压发生改变而改变，如图2(a)所示。

图2 功率半导体寄生电容曲线

二极管由于势垒电容的影响，其阻抗随着工作频率的增大而降低，从而存在最大工作频率。二极管的结电容为非线性电容，且随着外加反向电压变化而变化。以ON Semiconductor公司型号为MBR40250肖特基二极管为例，其寄生电容随外加反向电压的变化曲线如图2(b)所示，从曲线上可以看出反向电压越小，寄生电容越小，此二极管适合用于低压大电流高频工作的应用场合。

2 寄生电容对变换器软开关的影响

图3 只考虑副边寄生电容的LLC谐振变换器

LLC谐振变换器受到广泛的研究很大原因是，通过合理的电路参数设计，能够使其在全负载范围内实现原边开关管的零电压开通和副边二极管的零电流关断。在高频工作状态下，研究寄生电容对软开关实现的影响将不容忽视。本节将对寄生电容对变换器软开关的影响进行分析。同时考虑变压器寄生电容和副边二极管寄生电容对软开关的影响将比较复杂，下面将先分析副边二极管寄生电容对软开关的影响。图3为只考虑副边寄生电容的LLC谐振变换器。

图4 LLC谐振变换器DCM模式(fs

图5 LLC谐振变换器CCM模式(fs>fr)关键波形

Cj1和Cj2为副边二极管等效寄生电容，Cq1～Cq4为原边开关管的寄生电容，通过查阅datasheet可得。LLC谐振变换器根据开关频率fs和谐振频率fr的大小可以划分为CCM(fs>fr)和DCM(fs

当开关频率fs

模态0[t0-t1]:在t0-t1期间，Q1、Q4导通，变换器进行谐振将能量通过D5传递给输出。

模态1[t1-t2]:在t1时刻，谐振电流iLr与励磁电流iLm相等，此时副边二极管D5关断但是Q1依然导通。励磁电感Lm两端电压不再被钳位在输出电压而是与谐振电感Lr、谐振电容Cr一起进行谐振。因为励磁电感的值相对较大，所以此期间励磁电感电流iLm可以近似认为恒定不变。

模态2[t2-t3]:在t2时刻，Q1关断，开关管Q1两端电压上升，Q2两端电压将下降。此期间的谐振将决定Q2是否能实现零电压开通。

图6 LLC谐振变换器DCM模式等效工作电路

模态3[t3-t4]:在t3-t4期间，Q2两端的寄生二极管导通使得Q2两端电压近似为零，在t3时刻之后开启Q2，那么Q2的零电压开通过程将完成。

在t2-t3期间是决定软开关能否实现的关键时期，当不考虑寄生电容的情况时，即Cj1=Cj2=0时，t2-t3期间等效电路图如图7(a)所示。当考虑副边二极管寄生电容，即Cj1=Cj2=Cj时，等效电路如图7(b)所示。

图7 t1-t3期间等效电路图

图7(b)中因为随着寄生电容Cj的增大，励磁电流iLm除了给开关管结电容放电实现ZVS，还得分流一部分给副边寄生电容，如图7(b)所示，这样就增加了开关管Q1～Q4的寄生二极管放电时间，用tZVS表示，所以要想实现软开关死区时间td>tZVS。图8是开关管Q2两端电压波形随寄生电容Cj变化曲线图，是由谐振电流公式根据等效电路图推导出开关管两端电压随Cj变换关系式然后用Mathcad软件描绘得到。从图中可以看出随着寄生电容Cj的增大，Q2两端电压下降为零的时间将增加，不利于软开关实现和前面的理论分析对应。

图8 Vds_Q2随不同的二极管寄生电容变化曲线

实际工作过程中，变压器的寄生电容对变换器的影响也不能忽略，下面综合变压器的寄生电容对软开关的影响进行分析。变压器原、副边绕组间分布电容对变换器的工作特性不大，所以接下来的分析只考虑原边和副边绕组的分布电容。等效电容Ceq如图1可以近似等效成：

(1)

其中n为原副边匝比，Cs1=Cs2为副边绕组寄生电容，可以通过阻抗分析仪得到，Cj=Cj1=Cj2为副边二极管的寄生电容可以查阅相应的datasheeet得到。

图9 LLC在死区时间内的工作等效电路

LLC谐振变换器要实现原边开关管的零电压开通，必须要有足够长的死区时间td，让励磁电流在这期间对功率电路的寄生电容放电完全。根据电荷守恒定理和基尔霍夫电流定律结合图9可以推导出LLC变换器实现原边开关管零电压开通的最小死区时间td为：

其中Cq1=Cq2=Cq3=Cq4=Cq。

3 死区时间的优化设计

图10 关频率等于谐振频率时谐振电流和励磁电感电流波形图

图10为开关频率等于谐振频率时谐振电流和励磁电感电流波形图，图11为谐振频率处的等效电路图。

当开关频率fs等于谐振频率fr时，根据二分之一谐振周期处谐振电流和励磁电感电流相等以及在二分之一谐振周期内，谐振电流与励磁电流之差的平均值为输出电流平均值折算到原边的值。可以推导出原边电流有效值为：

(2)

图11 谐振频率处的等效电路图

式中Vo为输出电压，n为变压器原副边匝比，RL为负载电阻，Lm为励磁电感，Ts为开关周期，Td为死区时间，Tr为谐振周期。其中Tr、Td、Ts三者关系为：

Ts=Tr+2Td

(3)

为了实现原边开关管ZVS开通，应该满足关断时励磁电流的峰值足够为开关管的结电容抽流，Lm和Td满足关系式：

(4)

式中Cq=Cq1=Cq2=Cq3=Cq4为开关管结电容容值。

在满足ZVS条件取Lm为最大值TrTd/8Cq有利于效率的提高，将Lm表达式代入式(2)可以得到原边开关管电流有效值和死区时间的关系式：

(5)

原边开关管的导通损耗可以表示为：

Ploss_on=4Irms_p2Rds_on

(6)

其中Rds_on为原边开关管的导通电阻。

原边开关管的开关损耗主要是关断损耗，近似计算表达式为：

(7)

式中tf为开关管关断时间，Cq为开关管结电容容值，ILm_pk为励磁电流峰值：

(8)

将式(8)及Lm=TrTd/8Cq代入式(7)可以得到开关损耗和死区时间Td关系表达式：

(9)

原边总损耗可以由导通损耗和开关损耗相加求得，表达式为：

(10)

用mathcad软件可以画出图12为总损耗与死区时间关系图。可以看出总损耗随着死区时间的增大先减小后增大，存在最优死区时间。

图12 总损耗与死区时间关系图

4 实验验证

为了验证以上的结论，设计了一台LLC原理样机，输入27 V，输出90 V，满载250 W，工作于谐振频率400 kHz，谐振电感为238 nH，谐振电容为665 nF。图13为全桥LLC原理样机图。图14为不同副边二极管寄生电容对DCM模式下ZVS转换影响波形。可以看出来寄生电容越大会导致ZVS不能实现，降低效率这与第2节理论分析一致。

图13 全桥LLC谐振谐振变换器原理样机

(a) 副边二极管寄生100 pF电容波形

(b) 副边二极管寄生1 000 pF电容波形图14 不同副边二极管寄生电容对DCM模式下ZVS转换影响波形

图15为不同死区时间下的工作波形。图16为td=235 ns和td=350 ns的效率对比曲线图。从图上可以看出235 ns死区时间接近损耗最小的点，这与第3节优化死区时间分析对应。

(a) td=235 ns

(b) td=350 ns图15 为不同死区时间下的工作波形

5 结束语

本文研究了LLC高频工作时，寄生电容对其软开关实现的影响，副边二极管寄生电容越大，越不易实现软开关，进而推导出考虑寄生电容后的实现ZVS所需要的死区时间，接下来对死区时间进行优化设计以提高变换器的效率。最后设计了一台250 W，工作频率400 kHz的LLC谐振变换器，并对以上结论进行验证。

图16 不同死区时间下的效率对比图

[1] 王颖. 基于LLC谐振拓扑的400V/12V100A直直变换器研制[D].南京：南京航空航天大学，2013.

[2] BING LU,WENDUO LIU, YAN LIANG, et al. Optimal design methodology for LLC resonant converter[C].IEEE APEC’06:553-538. [3] 董纪清，陈为，卢增艺．开关电源高频变压器电容效应建模与分析[J]．中国电机工程学报，2007，27(31)：121-126.

[4] 赵志英，龚春英，秦海鸿．高频变压器分布电容的影响因素分析[J]．中国电机工程学报，2008，28(9)： 55-60.

[5] 陈申, 吕征宇, 姚玮. LLC谐振型软开关直流变压器的研究与实现[J]. 电工技术学报, 2012, 27(10):163-167.

[6] YUE C. Design and optimization of a wide output voltage range LED driver based on LLC resonant topology[C].IEEE 8thInternational Conference on. 2011.

Efficiency Optimization of High Frequency LLC Resonant Converter

Zheng Su, Gong Chunying

(College of Automation, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Department of Electrical Engineering, Nanjing Jiangsu 210016, China)

Along with the development of power electronic devices, power converter is developing towards high frequency and modular type. LLC resonant converters can be used widely in high frequency field and is becoming a hotspot for research in the industry due to its simple topology structure, zero voltage turn-on of the primary switches and zero current turn-off of the secondary diodes in the entire load range, low loss & high efficiency and high frequency applications. With the increase of the working frequency, the parasitic capacitance which is neglected in the traditional LLC will not only affect the soft switching process of the primary side switches, but also lead the distortion of resonance current . Based on the analysis of the influence of parasitic capacitance on the soft switching process, this paper optimizes the design of the dead time between the switches to improve the efficiency of the converters and a prototype of 250 W LLC resonant converter working at 400 kHz condition is developed to verify the theoretical analysis.

LLC resonant converter; parasitic capacitance; soft switching; dead time; efficiency

10.3969/j.issn.1000-3886.2016.04.005

TM761

A

1000-3886(2016)04-0014-05

郑愫(1990-)，女，浙江金华人，硕士生，研究方向为功率电子变换技术。

定稿日期: 2016-01-14