彭也伦　黄守道　张文娟　黄　晟　汪星耀

(1.湖南大学国家电能变换与控制工程技术研究中心　长沙　410082 2.长沙学院电子信息与电气工程系　长沙　410003)



一种基于电流滞环控制的模块化多电平变流器调制策略

彭也伦1黄守道1张文娟2黄晟1汪星耀1

(1.湖南大学国家电能变换与控制工程技术研究中心长沙410082 2.长沙学院电子信息与电气工程系长沙410003)

针对模块化多电平变流器(MMC)在中低压领域中的应用，提出一种改进型最近电平逼近(NLM)调制策略，调制策略中引入电流滞环控制环节对最近电平逼近调制结果进行修正，并分析了滞环环宽的设定。该调制策略实现简便，动态性能好，控制器计算量小。对传统NLM调制策略和该文提出的改进型NLM调制策略进行了仿真和试验对比。仿真和试验结果表明，该调制策略可明显改善输出电流波形的质量，具有良好的动态性能，实现了输出电流对参考电流的快速、精确跟踪。

模块化多电平变流器滞环电流控制最近电平逼近输出电流质量

0　引言

模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter，MMC)在高压直流输电、电力系统的电能质量治理、大功率电力传动系统等领域具有广阔的应用前景。相比于传统的两电平变流器，模块化多电平变流器的优势主要体现在：①模块化的设计可以获得更高的电压等级，易实现冗余化结构，从而提高可靠性；避开了绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)耐压的技术瓶颈；②输出电平数多，波形质量高，可以降低对交流侧滤波器的要求，甚至可以不安装交流侧滤波器；③IGBT无需频繁投切，开关频率小，变流器损耗低；④阶跃电流和阶跃电压小，开关器件承受的应力下降等[1-3]。

脉冲调制技术是决定模块化多电平变流器性能的关键技术之一。传统的多电平调制技术主要分为脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)和阶梯波调制(Staircase Modulation，SM)两种方式[4]。目前提出的PWM控制方案有载波移相、载波层叠、空间矢量PWM[5-10]等。PWM调制跟踪性能好，实现简单，当电平数较少时可明显改善电流波形输出质量。但是随着电平数增多，PWM方式的控制结构会变得非常复杂，系统计算量急剧增大。

阶梯波调制可分为特定谐波消去调制(Selective Harmonic Elimination，SHE)和最近电平逼近调制(Nearest Level Modulation，NLM)等。其中SHE是通过事先对不同调制波幅值的基波和谐波解析表达式的离线计算，计算出一组开关角，完成对正弦调制波的跟踪，并消除指定次的低次谐波[11]。该方法能有效消除谐波，但动态性能差、计算量大。最近电平逼近调制使用最接近电压参考值的电平去逼近正弦调制波，具有动态性能好、易于实现等优点。但当子模块数较少时，最近电平逼近调制具有电流波形质量差、谐波畸变率高等缺点[12]。根据文献[12]，当电平数大于21时，才能保证有较好的电流电压谐波特性。最近电平逼近调制一般适用于电平数非常多的场合。

随着IGBT等电力电子器件的容量和耐压水平的提高，许多应用场合MMC并不需要太多的电平数。为了拓展NLM调制的使用范围，文献[13]提出了一种改进的NLM调制方法，将电平动作的条件由常规四舍五入的0.5改为0.25，使一个桥臂上N个子模块的MMC可以最多输出2N+1种电平，改善了NLM调制的输出相电压波形质量，但同时造成了桥臂电压波形的偏移。文献[14]同样提出调整电平动作条件由0.5变为灵活整定的A值，但并未对A的取值进行定量分析。文献[15]结合PWM调制和NLM调制的优点，提出了一种混合型的调制策略，该控制策略将电压调制值与其取整之后的值做差进行PWM调制，获得了近似载波层叠PWM调制的效果，但当PWM载波频率较低时，有较大的环流产生。文献[16]也提出一种PWM调制与NLM调制相结合的调制策略，但仅适用于该文中提出的改进型MMC拓扑，且开关频率很高。

在许多MMC的应用领域，MMC的网侧电流控制性能决定了系统性能的优劣。上述提到的调制策略均未考虑MMC的电流跟踪性能。文献[17]指出，电流滞环控制可以实现对参考电流的快速跟踪。滞环控制将被控量与其给定的滞环阈值进行比较，若大于所设上限阈值或小于所设下限阈值，则改变变流器的开关状态，将被控量控制在上限阈值和下限阈值之间，若被控量在上限阈值和下限阈值之间，则保持其开关状态，具有实时、响应速度快的优点。目前主要应用在传统的两电平PWM整流器和级联型多电平变流器上[17]。由于包括MMC在内的多电平变流器开关状态非常多，滞环控制的实现十分复杂。文献[18]提出了一种电流滞环控制应用到多电平变流器调制的方法，获得了很好的调制效果，并计算分析了滞环环宽与开关频率的关系，但主要是针对H桥级联型多电平变流器的特点，电流误差绝对值在不同的环宽区间内，会驱动不同的开关器件动作，并不适用于MMC。

结合电流滞环控制响应速度快、控制精度高和NLM实现简单的优点，本文提出了一种改进型NLM调制策略，运用电流滞环控制器对NLM调制所计算出的子模块的开关状态进行实时修正，以实现对参考电流的精确跟踪，并改善输出电流波形质量。此外，对滞环的环宽进行了分析。最后对传统NLM调制策略和本文提出的改进型NLM调制策略进行了仿真和试验对比，仿真和试验结果表明，本文提出的调制策略可明显改善输出电流波形的质量，具有良好的动态性能。

1　MMC的工作与等效电路

图1为三相MMC的主电路拓扑结构。三相MMC变流器共有A、B、C三个相单元，每个相单元有上下两个桥臂，上下桥臂各有N个子模块。上下桥臂分别串联了电抗器，L为桥臂串联电抗的电感值。子模块由一个IGBT半桥和电容组成，每个子模块可以在输出端口Usm处输出电容电压Uc和0两种电平。通过控制桥臂上子模块的投入数量，可以在相单位的交流输出侧输出N+1种电平。

图1　MMC主电路拓扑结构Fig.1　The main circuit topology of MMC

MMC的控制系统通常采用的是基于矢量控制策略的双闭环结构[3]。功率控制外环一般采用有功功率控制或直流电压控制器等。功率外环根据有功功率或直流电压等参考值计算出内环电流参考值。电流内环控制通过PI控制器计算出输出电压的调制值，使dq轴电流快速跟踪其参考值。图2为MMC基本控制结构框图。

图2　MMC基本控制结构Fig.2　Basic control diagram of MMC

为了优化MMC的运行，在双闭环控制结构的基础上通常会加入环流控制器、稳压控制器、均压控制器等附加控制器。附加控制器在主控制器计算出的上下桥臂电压参考值的基础上加入一定的修正量，从而达到稳定和均衡电容电压、抑制环流的效果。最终得到的上下桥臂电压调制值经过脉冲调制得到IGBT的驱动信号。

图3a为MMC单相等效电路，根据基尔霍夫电压定律可得

(1)

(2)

式中，udc为直流母线电压；ej为j相电网电动势；upj和unj分别为上、下桥臂电压；ij为j相输出电流；Larm为桥臂电感；Le和Re分别为网侧等效电感与电阻；下标j=a、b、c。将式(1)和式(2)相加后除以2，可得

(3)

根据文献[4]有，MMC输出电压us和输出电流ij分别为

(4)

ij=ipj+inj

(5)

将式(4)和式(5)带入式(3)，可得

(6)

式中，L′=Larm/2+Le。 由式(6)可得到如图3b所示的等效电路。结合式(3)与式(6)可以分析得出，通过调制桥臂电压upj和unj，可以控制MMC输出相电压的幅值与相角，从而实现对MMC工作状态的灵活控制。上、下桥臂电压的参考值分别表示为

(7)

(8)

图3　MMC单相等效电路Fig.3　Single-phase equivalent circuit of MMC

2　改进型NLM控制

2.1电流滞环控制原理

将式(6)进行变形有

(9)

对式(9)进行积分有

(10)

(11)

(12)

2.2传统NLM调制的电流跟踪性能

根据文献[4]，当采用最近电平逼近时，上、下桥臂需要投入的子模块数可分别表示为

(13)

(14)

相比于直流母线电压，稳压、环流等附加控制器输出的参考电压修正量Δuc很小，Δuc≈0，则有

(15)

若子模块电容电压均衡良好，此时输出j相电压Usj可表示为

(16)

将式(16)带入式(12)有

(17)

当调制电压为正弦波，MMC桥臂子模块数为5，调制系数为1时的输出电压和电流误差的波形如图4所示。

图4　传统NLM调制方法与电流误差波形Fig.4　Traditional NLM module method and differential current

由图4可以看出，电流误差以基波周期进行变化，可以基本实现对参考电流的跟踪。使用传统NLM调制，电流误差ijdiff的变化规律可以总结如下：

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当电平数较小时，传统NLM调制会造成较大的电流误差。同时在调制波的波峰位置，传统NLM调制的跟踪性能很差，严重影响输出电流波形质量。

电流滞环控制可以实时、快速地实现电流跟踪。但是考虑到MMC开关状态多的特点(正常情况下，MMC单相有22N个不同的开关状态)，很难直接使用电流滞环控制进行调制。

结合NLM调制和电流滞环控制特点，设计了电流滞环控制器。控制器根据式(12)计算出电流误差，电流误差输入根据如下判据，输出修正量Δu。

改进型NLM控制框图如图5所示。

图5　改进型NLM控制框图Fig.5　Control diagram of improved NLM module method

图6为11电平MMC使用改进型NLM调制，1/4基波周期内输出相电压、参考电压与电流误差之间的关系。

图6　改进型NLM调制方法与电流误差波形Fig.6　Improved NLM module method and differential current

3　电流滞环控制器环宽分析

电流滞环控制器的环宽直接影响电流控制的性能，滞环环宽越窄，控制精度越高，电流跟踪性能越好。对于两电平PWM变流器和H桥级联型多电平变流器来说[17，18]，滞环环宽2δ与开关频率呈反比关系。定环宽的滞环电流控制会造成开关频率的波动。但是对于MMC，由于均压控制环节存在，电流滞环控制器的环宽与开关频率并无直接关系。由文献[19]可知，当采用常用的排序控制进行均压时，影响开关频率的主要因素是排序频率。但是当电平改变频率(即等效开关频率)大于排序频率时，会导致某一个子模块反复开通、关断，损耗增加，子模块工作寿命下降。所以有必要对等效开关频率与滞环环宽之间的关系进行分析。

Tact=Tup+Tdown

(18)

环宽与上升时间Tup和下降时间Tdown可分别表示为

(19)

(20)

(21)

(22)

(23)

(24)

将式(23)和式(24)带入式(21)和式(22)后，由式(18)～式(22)整理可得输出等效开关周期为

(25)

(26)

(27)

(28)

则可得等效开关频率

(29)

结合式(25)、式(28)和式(29)分析可知：

1)等效开关频率与等效电感大小呈反比关系，与电流滞环环宽2δ呈反比关系。

以排序频率为1 kHz的MMC控制系统为例，MMC的等效电感L′为2 mH，其等效开关频率fact应小于1 kHz，则电流滞环环宽2δ可取的最小值为0.125 A。

4　仿真与实验结果认证

4.1仿真结果认证

为了验证本文提出的基于滞环电流控制的改进型NLM调制策略，在Matlab/Simulink环境下搭建了三相六桥臂的MMC仿真模型。其中每个相单位由30个子模块构成，上、下桥臂各15个。直流母线电压为60 kV，交流侧相电压幅值为25 kV，每个模块的初始电压为4 kV，子模块电容C为6 mF，桥臂串联电感L为3 mH，等效电阻为0.1 Ω。本文采用经典排序法进行均压控制，系统控制频率为5 kHz，并采用5个控制周期进行1次排序的方法以降低开关频率[19]。

在前0.35 s，MMC控制系统采用传统NLM调制，在0.35 s投入电流滞环控制器。设定环宽为2δ=0.4 A。仿真结果如图7所示。

图7　MMC变流器仿真波形Fig.7　Simulation result of MMC

由图7所示，输出相电压波形在投入电流滞环控制器后电平动作次数明显增加，输出相电流波形在波峰位置得到明显改善。在0.3 s，MMC输出相电流谐波畸变率(THD)为5.6%。在0.38 s滞环电流控制器投入后，THD降为2.1%,输出相电流谐波含量明显降低。

如图7c所示，滞环电流控制器投入前电流误差较大，说明实际输出电流相比于参考电流有较大偏差，在滞环电流环节投入后，电流误差迅速变小。实际输出电流表现出对参考电流良好的跟踪性能。

上桥臂子模块电容电压波形如图7d所示，在投入滞环电流控制器前后，电容电压并未出现较大波动，平均值保持在4 kV，控制系统表现出较好的稳定性。

为了验证该调制策略的动态性能，使用载波移相调制策略[4]进行了对比仿真实验。图8为分别使用两种调制策略的输出相电流波形。图8a使用了本文提出的调制策略，输出相电流未出现较大波动且迅速稳定。相比于载波移相调制策略，其电流响应速度更快，动态性能更好。

图8　MMC输出相电流波形Fig.8　Output current waveform

4.2试验结果认证

为了验证本文提出的基于电流滞环控制的改进型NLM调制策略，在实验室搭建了单相9电平MMC的原型机。原型机参数见表1。

表1　MMC原型机参数Tab.1　The parameter of MMC

原型机的主控制系统采用DSP+FPGA的架构。DSP作为主控制器完成核心控制系统的数值运算，FPGA作为子控制器完成子模块驱动脉冲的分配、死区产生和故障信号处理等功能。MMC交流侧经过调压器接入电网，直流侧接入10 Ω的电阻器作为等效负载。电流实验波形如图9所示。

图9　MMC原型机输出电流波形Fig.9　The effect of MMC output current

在采用传统NLM调制时，由于MMC电平数较少，输出电流波形正弦性较差，电流谐波含量为7.2%。在接近电平变化的位置，波动幅度较大。在电流波峰位置，由于此时电流误差较大，出现了尖峰波形。加入滞环电流控制器后，电流波形质量增强，波形更为平滑，谐波含量降为3.4%。

图10为使用基于电流滞环控制的改进型NLM调制时的子模块电容电压波形。由图可以看到MMC变流器工作正常，各子模块电容电压均衡良好。由于采用了相较于仿真更高的排序频率，电容电压波形更为集中。

图10　MMC子模块电容电压实验波形Fig.10　Experiment waveform of capitor voltage

图11为突加负载时，MMC输出电流变化的波形。由图可知相电流响应速度快且波形能够迅速稳定。

图11　MMC突加负载输出电流Fig.11　Experiment waveform of output current when load changed

5　结论

传统NLM调制策略在电平数较少的情况下，输出电流无法精确跟踪参考电流，且会出现输出相电流谐波含量高、波形质量差的问题。本文分析了传统型NLM调制策略和电流误差变化规律及滞环电流控制的原理。提出了一种新颖的基于滞环电流控制的改进型NLM调制策略，通过该调制策略可以将电流误差控制在所设定的环宽范围之内。对电流滞环控制器的环宽进行了分析，推导出了环宽与等效开关频率之间的关系。 最后通过仿真和试验对比了传统NLM调制和基于电流滞环控制的改进型NLM调制的输出电流波形。试验结果证明了改进型NLM调制策略可以显著提升输出电流波形质量，实现输出电流对参考电流的快速、精确跟踪。

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A Modulation Strategy Based on Current Hysteresis Control for Modular Multilevel Converter

Peng Yelun1Huang Shoudao1Zhang Wenjuan2Huang Sheng1Wang Xingyao1

(1.National Engineering Research Center of Energy Conversion and ControlHu’nan University Changsha410082China 2.Department of Electron and Communication EngineeringChangsha UniversityChangsha410003China)

An improved nearest level modulation (MLM) method is proposed in this paper，for modular multilevel converters (MMC) in low-voltage and medium-voltage application.An current hysteresis controller is used to correct the differential current.The hysteresis band of the hysteresis controller was analyzed.The proposed modulation method has merits such as easy implementation，good dynamic performance，small calculation burden.Comparison between traditional NLM and improved NLM is presented in simulation and experiment.The results prove that the proposed method can effectively improve the quality of output current and follow the reference current accurately.

Modular multilevel converter，hysteresis control，nearest level modulation，output current quality

2015-04-28改稿日期2015-07-06

TM46

彭也伦男，1991年生，博士研究生，研究方向为分布式发电系统、柔性直流输电等。

E-mail：pengyelun@163.com

张文娟女，1986年生，博士，讲师，研究方向为电力电子与电力传动等。

E-mail：zwjs0909sina.com(通信作者)

国家国际合作专项(2011DFA62240)和国家自然科学基金(51377050)资助项目。