刘道民，刘　健（西安科技大学通信与信息工程学院，西安710054）

同步整流在串联锂电池组并行充电系统中的应用

刘道民*，刘健
（西安科技大学通信与信息工程学院，西安710054）

在串联锂电池组并行充电系统中，由于各路反激变换器工作在低电压、大电流的输出状态，从而整流二极管的导通压降成为系统设计不得不考虑的因素。为了提高系统的效率，论文从减少外围电路、降低成本、提高电路可靠性等方面改进，设计了一种基于FAN6204控制的锂电池组并行充电系统的同步整流电路，可以对每一路分别进行同步整流控制，并进行了相应的理论分析和实验验证。实验结果表明，应用同步整流电路后，系统的整体效率提高了6%左右。

反激变换器；同步整流；FAN6204；并行充电；锂电池组

目前，锂电池以其单体输出电压高、循环寿命长、比能量大、体积小、自放电低、无记忆效应、无污染和工作温度范围宽等优点，被广泛用作移动便携式装备的核心储能装置。在机器人、无人飞机等一些特殊设备中，需要更多的储能来保证更长时间野外作业，就必须由锂电池组来做储能装置［1-2］。因此，对锂电池组并行充电系统的研究是十分必要的，而随着“绿色能源”、“能源之心”等概念的提出，效率已经成为衡量一个开关电源性能的重要指标［3-5］。

在串联锂电池组并行充电系统中，每一路输出均需要一个独立的二极管进行整流，因此整流管的损耗将会大大增加，从而影响系统的整体效率［6-8］。同步整流技术是使用通态电阻低、输入阻抗高的MOSFET来代替二极管进行整流，在低电压、大电流输出的状态下，可以有效降低整流管的损耗，提高系统的整体效率［9-10］。本文采用反激变换器同步整流控制芯片FAN6204和微开关电容电压转换器AAT3110等设计了多路输出同步整流电路和相应的控制策略。

1　同步整流电路硬件设计

1.1主电路设计

同步整流管的驱动方式通常分为两种，即自驱动方式和外驱动方式。自驱动方式是指直接从变压器副边绕组或者辅助绕组获取电压驱动信号，驱动同步整流管（SRMOSFET）［12］，如图1所示。外驱动方式是指通过附加的逻辑和驱动电路，产生随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号，驱动SRMOSFET［13］，而结合本充电系统实际以及综合各方面因素考虑，同步整流电路采取外驱动方式，其原理图如图2所示。

图1　采用自驱动方式的同步整流电路

图2　同步整流电路原理图

1.2线性预测时序控制原理

同步整流管（SR MOSFET）关断时序由线性预测时序来控制，其工作原理基于伏秒平衡定理，电感两端电压在一个开关周期中的平均值为零［15］，即在一个开关周期电感的净伏秒必须为零，因此可得充电电压和充电时间的乘积等于放电电压和放电时间的乘积。由图3反激变换器DCM模式时线性预测时序控制的典型波形，可以得出式（1）：

其中VIN为输入电压，tPM.ON为主开关管导通时间，n为变压器匝比，tL.DIS为电感放电时间。

图3中，（1）为主开关管的驱动波形，（2）为同步整流管的驱动波形，（3）为FAN6204检测引脚8的电压波形，（4）为变压器原边电流波形，（5）为变压器副边电流波形，（6）为FAN6204内部时序电容CT充放电波形。从图中可以看出，t1～t2时刻，主开关管导通，CT充电，同时SRMOSFET关断；t2时刻，主开关管关断，CT充电完毕，同时SRMOSFET的体二极管导通；t3时刻VLPC下降至0.05VDD，SR MOSFET导通，至t4时刻，CT放电完毕，SR MOSFET关断，同时SRMOSFET的体二极管导通；t5时刻电感放电完毕，SRMOSFET的体二极管关断。

图3　反变换器DCM模式时线性预测时序控制的典型波形

1.3线性预测时序控制的电路实现

线性预测时序控制电路，如图4所示。通过检测内部时序电容CT的电压VCT，来控制控制同步整流管的开启和关断。

图4　简化的线性预测模块图

由等式（1）可以得出电感的放电时间：

定义检测引脚RES和LPC的分压电阻之比为K，则有：

在tPM.ON期间，CT的充电电流为iCHR，而在tL.DIS期间，CT的放电电流为iDISCHR，根据电容的安秒平衡定理，在稳态时，电容电流在一个开关周期内的平均值为零［15］，因此，由内部时序电容CT的电流安秒平衡可以得到式（4）：内部时序电容CT的放电时间为：

当检测引脚RES和LPC的分压电阻之比K为5时，内部时序电容CT的放电时间（tCT.DIS）和励磁电感的放电时间（tL.DIS）相等。然而，考虑到分压电阻和内部电路的容差，RES和LPC的分压电阻之比K应大于5，以保证tCT.DIS小于tL.DIS，通常K的取值范围为5.0～5.5。

反激变换器工作在DCM时，为避免SR MOSFET故障触发，对LPC引脚的电压检测引入了消隐时间，消隐时间是指 LPC引脚电压保持高于0.83VLPC-HIGH时所持续的最短时间，即只有LPC引脚的电压保持高于VLPC-EN（0.83VLPC-HIGH）的时间比消隐时间长，LPC引脚电压再降至0.05VDD以下时，SR MOSFET才会导通，否则，SR MOSFET不会导通。因此，需要合理设计同步整流的外围电路。

根据FAN6204的数据手册，设计LPC引脚的分压电路时，R1和R2应考虑如下：

另一方面，考虑到LPC和RES的线性工作范围（1 V～4 V），则

在本设计中，反激变换器输入直流电压的最大

值（VIN.MAX）和最小值（VIN.MIN）分别为18 V和48 V，输出电压是4.2 V，变压器匝比（n）为4。根据式（6）、式（7）可得：所以选取R2=10 kΩ，R1=81 kΩ。

取检测引脚LPC和RES间的分压电阻之比K 为5.32，则RES引脚的分压电阻之比为：

根据式（8）、式（11）可以得到RES引脚分压电阻的比满足式（12）：

所以选取R3=36 kΩ，R4=56 kΩ。

1.4同步整流芯片供电电路的设计

由于FAN6204芯片的开启和关断阈值电压分别为4.8 V和4.5 V，该充电系统充电时每一路电池端电压最大值为4.2 V，所以需要一个升压电路为同步整流芯片供电，但考虑到电路的功耗问题，所以决定采用AAT3110输出5 V的电压为其供电。AAT3110是一种微开关电容电压转换器，可以提供稳定的电压输出，无需外部电感器进行操作。其电路图如图5所示：

图5　AAT3110外围电路图

2　实验验证

2.1LPC引脚波形检测

由于消隐时间的存在，首先要检测LPC引脚电压高于0.83VLPC-HIGH时持续的时间是否比消隐时间长，通过搭建硬件电路，测得了LPC端的电压波形，如图6所示。从图中可以看出，LPC引脚电压保持高于0.83VLPC-HIGH时持续的时间为4μs左右，大于FAN6204的最大消隐时间1.3μs，因此，可以保证SRMOSFET的正常工作。

图6　LPC引脚电压波形

2.2同步整流驱动波形

测得的各路同步整流管驱动波形如图7所示，其中图7（a）、图7（b）、图7（c）分别为3路充电电路的主开关管漏源电压波形和同步整流管的驱动波形。由于各路反激变换器并行输出，驱动电压会被相应的抬高，所以，第2路、第3路驱动波形低电平分别为4 V、9 V，高电平分别为9 V、14 V，但是各路同步整流管的驱动波形，高电平与低电平的压差均为5 V，因此，可以驱动各充电电路同步整流管工作。从图7中可以看出，在主开关管关断时同步整流管开始导通，在进入DCM模式之前同步整流管关断，符合反激变换器整流管工作时序，因此，各同步整流管可以正常工作。

2.3系统整体效率测试

由于同步整流技术是采用MOSFET代替整流二极管进行整流，而MOSFET的压降主要由MOSFET的D-S间的导通电阻RDS（ON）来决定，即使在电流较大的情况下，其压降也很小，这就大大改善了系统的整体效率。

图7　同步整流管驱动波形

为了验证应用同步整流电路是否能够提高系统的整体效率，在主电路参数相同的情况下，利用MOS管IRFB3507代替肖特基二极管MBR2045进行同步整流，分别对应用同步整流电路前后系统的整体效率进行了测试，其测试结果如表1所示。

表1　应用同步整流电路前、后系统的整体效率

从表1可以看出，应用同步整流电路之后系统的整体效率提高了6%左右。

3　结论

从测试结果来看，在锂电池组并行充电系统中引入该同步整流方案，可以大大提高系统整体效率，验证了该同步整流方案的可行性，同时也验证了同步整流方案在串联锂电池组并行充电系统中的优越性和必要性。

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刘道民（1988-），男，汉族，河南商丘人，西安科技大学通信与信息工程学院，硕士，研究方向为电路与系统，915175121@ qq.com；

刘健（1967-），男，教授，博士生导师，研究方向为电力系统及电路与系统，chhl@xust.edu.cn。

Synchronous Rectifier Application in ParallelCharging System Design of Series-Connected Lithium-Ion Battery Pack

LIU Daomin*，LIU Jian
（College of Communication&Information Engineering，Xi'an Uniυersity of Science&Technology，Xi'an 710054 China）

In the parallel charging system of the series of lithium battery，due to each flyback converterwork in the output stage of low voltage，high current，the conduction voltage drop of rectifier diode had to be considered for the design of system.To improve the efficiently of the system，from reducing peripheral circuit，reducing cost and improving the stability of circuitas awhole into consideration，the system is improved，a synchronous rectifier circuit of parallel charging system on FAN6204 and AAT310 is designed，each charging circuitare controlled by each synchronous rectifier circuit respectively，and accomplish the corresponding theoretical analysis and experimental verification.The experimental results show that the overall efficiency of the system improved by about 6%after the application ofsynchronous rectifier circuit.

the synchronous rectifier；FAN6204；parallel charging；flyback converter；lithium batteries

TM 912

A

1005-9490（2016）04-0988-05

2015-09-09修改日期：2015-10-07

EEACC:1210；2560C10.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.044