单潮龙，稽　斗，刘　颖，汪小娜（海军工程大学电气工程学院，武汉 430033）



一种软开关斩波器低频段传导干扰建模仿真

单潮龙，稽斗，刘颖，汪小娜
（海军工程大学电气工程学院，武汉 430033）

摘要：本文基于实验测量的器件参数及系统寄生参数，建立了挂接在直流电网的一个软关断斩波器的Simulink传导干扰分析模型，通过时域Simulink仿真得到系统的LISN输出电压波形及低频段（0～150 kHz）传导干扰计算结果，与实测结果比较吻合。研究发现总传导干扰呈现为在开关频率整数倍处出现较大值的规律，总体趋势是传导干扰自30 kHz起随频率增加而增加。而差模干扰随频率增大而减小，共模干扰随频率增大而增大。故可认为该系统的主要传导干扰是共模干扰。

关键词：关断斩波器Simulink仿真传导干扰

0　引言

斩波器（DCDC）工作时，其中的电力电子器件在高频信号控制下的开关作用不可避免地会产生很高的du/dt和di/dt，虽然可以采用软开关技术减少关断时的di/dt，但仍然会产生严重的传导干扰和辐射干扰问题，且由于斩波器体积越来越小，其高频寄生参数的影响较大，会在输出电压电流中产生高频振荡，还会产生对电机负载不利的共模干扰。

现有一些文献对DCDC装置传导EMI进行了研究。文献［1］利用基于PEEC法的InCa软件提取印刷线路板的寄生参数，并采用Saber计算PFC斩波器的传导干扰，其计算的频谱只有部分频段吻合。文献［2］根据储能电荷效应建立了二极管、IGBT等含受控源模型，采用电路级仿真软件SPICE2分析了一个隔离斩波器，其计算的频谱也只有部分频段（1～2 MHz）吻合。文献［3］采用频域等效电路法研究了PFC升压斩波器，避免了费时的时域仿真过程，但存在难以确定干扰传播途径的寄生参数等问题。文献［4］采用Matlab/ Simulink工具分析了一个带电机负载CCM软开关斩波器，给出了输出电压和电机转速波形。文献［5］讨论了两相两重斩波器主电路电磁兼容设计，对本文的研究都有一定的参考价值。对于本文所涉及的软关断斩波器的研究文献较少，对此进行研究有助于我们深入理解直流电网的EMC特性以及找到有效的传导EMI抑制措施增强系统的EMC性能。

直流电网挂接一个斩波器系统，由于要考虑直流电缆寄生参数、斩波器的寄生参数和非线性负载等因素，情况比较复杂，因此研究有一定难度。本文第一部分介绍了传导干扰测量试验设置，第二部分讨论了器件参数测量和模型建立，重点研究了负载电阻箱及直流电缆模型的建立，第三部分为时域Simulink建模及传导EMI分析，建立了系统的Simulink模型，利用仿真计算出的LISN输出电压的时域波形，进行FFT得到0～150 kHz低频段的传导EMI，与实测比较，结果吻合。最后给出了这种斩波器挂接于直流网系统传导干扰的一些特征。

1　传导干扰测量实验设置

实验系统构成如下：

1）单相可控整流电源：考虑到实验方便性，该电源采用隔离变压器、自耦变压器及整流模块构成，直流电压0-530V；

2）HG-IGC2.7型软关断IGBT10 kW斩波器1台，如图1所示，输入直流38～380V，输出直流22～220V，IGBT容量50 A/500V，开关频率fs=15 kHz，R1=6 Ω，R2=75，C=0.47 μF，τ1=R1C ≈ 2.8 μs＜τ2=R2C ≈ 35 μs，占空比D=0.18；

3）负载为100欧姆10 kW电阻箱一台；

4）直流电缆2根，10mФ4多股导线；

5）LISN 2个，20 A，230V，50 μF/50 Ω，在指定的频段里具有规定的阻抗特性；

6）地平面：3mm厚铝板，1.8m×1.4m。

图1　软开关斩波器电路

参照GJB151、CISPR等对EMC测量接地的要求，在实验台上放置了一个1.8m×1.4m铝制的大平板作为参考地平面，LISN直接放置在该平面上，测量仪器与地平面绝缘，而逆变器散热片、电机机壳、LISN地均用电缆联于地平面，以提供一个安全的保护地，整个传导干扰测量实验布置如图2所示。

图2　传导干扰测量实验布置

图3　实测斩波器输出电压

图4　实测LISN输出电压波形

实验测得的斩波器输出电压如图3所示，可见斩波器以软关断方式工作。LISN输出电压波形如图4所示，斩波器工作时的总传导干扰频谱如图5所示，可见整体趋势是随频率增大传导干扰也增大，并且在15 kHz的整数倍点处有较大的干扰出现。

2　器件参数测量及模型建立

测量仪器采用Agilent4294A PRECISION IMPEDANCE ANALYZER（高精度阻抗分析仪），带宽40Hz～110 MHz，仪器内建5种等效电路模型，如图6所示。

2.1电阻箱阻抗参数测量

图7为电阻箱示意图，C1为滑动端对壳体的寄生电容，C2-C5为内部电阻线圈对地的部分寄生电容，C6为壳体对地的寄生电容。

图5　测量的0～150kH总传导干扰

图6　仪器内建5种等效电路模型

图7　电阻箱示意图

高频段电阻箱呈现较为复杂的阻抗特性，实测如图8（a）所示，有多个谐振点，可以采用多级RLC π形电路级联来等效，如图9所示。仿真得到1 M～10 MHz阻抗特性如图8（b）所示，与实测部分吻合。图中RLC Block1-4参数相同，R=15 Ω，L=0.221 mH，其他参数为Rp=60 Ω，Cp=21pF，R1=55 Ω，C1=190 pF，R2=35 Ω，C2=28 pF，R3=35 Ω，C3=33pF，RL2=22 Ω，L2=0.39 mH。

图8　高频段电阻箱阻抗特性

图9　RLC π形电路级联等效电路

2.2用于软关断的6 Ω/100 W电阻测量

如图10为测量的和采用模型D（R1=6.11974Ω，C1=179.257 mF，L1=1.62732 μH）仿真的40～10 MHz频段阻抗特性，基本吻合。

2.3斩波器直流侧大电容模型及阻抗测量

图1中斩波器电源侧电容C1标称值为1000 μF/450V，该电容器高频等效电路模型采用RLC串联模型等效，等效阻抗为Zc=R1+ jωL1+1/ （jωC1）。 其中R1较小，这些参数可以通过阻抗特性推算出来。

如图11所示为测量得到的0～1 MHz的阻抗特性，可算得：R1=55.644mΩ，C1=1.49247 mF，L1=521.14 nH。

图10　软关断支路电阻阻抗特性

图11　直流侧大电容阻抗特性

2.4地线阻抗测量

地线长约13m，测量阻抗特性采用模型D计算的参数为：C1=4.04546F，R1=47.6638mΩ，L1=17.115 μH。

2.5DC电缆模型及参数测量

由于实验中电缆长度较长，单根DC电缆长约10 M，其电缆阻抗及寄生参数不能忽略，根据实测的阻抗频率特性发现，在大部分频率下，阻抗角接近于90º，因此，可以将单根直流电缆近似地等效为RL串联支路，由此算出等效RL串联支路电阻R≈0.09 Ω和电感L≈16 nH。实际测量时，用阻抗分析仪同时测量2根直流电缆短路连接的参数，测出的值除以2就得到单根电缆的数值，这样的好处是利用2根电缆上的电流方向相反可以消除互感的影响。

3　系统Simulink建模及低频段传导EMI分析

对DC供电系统挂接一个斩波器进行传导EMI分析，目的是要得到LISN输出的频谱。根据前面测量的参数，可以建立系统Simulink模型进行时域仿真，计算出LISN输出的时域电压波形y（t），然后再进行FFT得到传导干扰频谱。在计算频谱的时候，需要考虑频谱仪6dB测量带宽的影响，对本文考虑0～150 kHz的频率范围，6dB测量带宽BW为1.2 kHz。为此用Matlab语言编制了一个相应的程序来计算测量带宽的影响。假设已计算出LISN输出电压的频谱为Y（kf1），k=1，2，…，n，n为0～150 kHz频段内FFT计算出的点数，f1为解析频率，采样频率为fs=1/TskHz，Ts为时域计算步长。换算后每一步频率点上的值等于原来在一个BW频带上所有的点数值之和，可以表示如下：

式中f为换算后对应的频率，f=BW/2+k*BW，k=1，2，…，fstop/BW，fstop为最高频率。除了频谱仪测量带宽以外，探头及衰减器的影响也要考虑，本实验采用的衰减器衰减值为20 dBμV，未用探头。

3.1系统Simulink建模

根据前面有关的器件模型及所测参数建立了DC电网挂接一个斩波器的Simulink仿真低频段模型，如图12所示，整个系统模型由直流电源、直流电缆模型、2个LISN、斩波器、负载电缆模型和电阻箱模型构成。斩波器载频15 kHz，占空比0.18，由于采用离散化算法仿真，因此IGBT选用Simulink中具有离散化模型的IGBT万用桥的一个臂来实现，IGBT导通电阻Ron=0.5 Ω，正向导通电压Uf=0.5V，开通时间Tf=0.2 ms，关断时间Tg=1 ms，用于软开关的二极管也采用二极管万用桥的一个臂来实现，图中斩波器散热片对地寄生电容C1=8.5 nF，C2=75 pF为电阻箱机壳对地寄生电容。实验用的直流电源为整流电源，直流电源输入电压150V，与其他设备均置于同一实验室。因LISN的隔离直流电源受到交流电网的干扰设备的影响很小，因此这里直接使用直流电源实现，仿真算法采用定步长离散化算法，考虑到需要计算到10 MHz频谱，根据香农定律，采用的步长TS=1/20 MHz=50 ns。

图12　DC供电系统Simulink建模

图13　LISN输出的电压波形

3.20～150 kHz低频段传导EMI分析

按照上述的Simulink建模进行仿真的得到LISN输出的电压波形如图13所示，与图4实测电相比，电压正负范围及高频振荡情况基本一致，通对FFT得到从LISN输出的总传导EMI频谱如图14所示（已考虑1.2Hz的 6 dB测量带宽），可见干扰频谱呈现在15 kHz整数倍处出现较大值的规律。大体趋势是：开始传导干扰随频率增加而减小，而后自30 kHz起随频率增加而增加，与图5实测LISN得到的总EMI频谱比较，可见仿真结果在25 kHz以上频段与测量结果吻合很好，证明所建立的仿真模型是正确的以及低频段采用Simulink仿真是可行的。在15 kHz整数倍以外的频率点上，仿真与实测有误差，主要是因为直流电网的背景干扰造成的。

另外，从2个LISN输出电压的时域值还可计算出差模、共模传导干扰，如图15、图16所示。可见，在45 kHz以上的频段，CM EMI明显高于DM EMI，在135 kHz点，两者最大相差达31 dBμV。在15 kHz开关频率，差模EMI有一个最大值出现，而共模EMI也较大，使得总传导EMI在该频率出现了一个较大的数值80.5bBμV。

图14　仿真及实测的总传导EMI频谱对比

图15　共模EMI

差模较小的原因是直流侧有一个很大的电容，斩波器产生的干扰被电容较大幅度地抑制了，但是由于存在各种各样的寄生电容，使得高频干扰电流可以通过地流回到直流电源，使得高频段共模干扰较大，且由于随频率增大差模减小而共模增大，整体上系统共模传导EMI大于差模传导EMI，因此可以认为该系统的传导干扰主要是共模传导干扰。

图16　差模EMI

4　结论

本文基于实验测量得到的器件参数，建立了直流电网挂接一个斩波器的Simulink模型，通过时域仿真得到系统的传导干扰计算结果，与实测进行比较结果吻合很好，表明测量的参数及建立的模型是准确的，所采用的方法是可行的。研究发现总干扰频谱呈现为在开关频率整数倍处出现较大值的规律，总体趋势是总传导干扰自30 kHz起随频率增加而增加，而差模随频率增大而减小，共模随频率增大而增大，因此可以认为低频段该系统的传导干扰主要是共模干扰。研究发现，对于高频段的传导干扰分析，时域Simulink法建模仿真得到的结果精度较差，通常较多采用频域等效电路法进行建模分析，今后要进一步研究。

参考文献：

［1］Wei Zhang，et al.Conducted EMI analysis of a BOOST PFC circuit，APEC'97，pp223- 229.

［2］E.Laboure，et al.Accurate simulation of conducted interference in isolated DC to DC converters regarding to EMI standards，IEEE’1996，pp1973-1978.

［3］J.C.CREBlER et al.A new method for EMI study in boost derived PFC rectifiers，IEEE PE，1999，pp855-860.

［4］C.Benin，Dr.Sasikumar.simulation and analysis of soft-switching CCM boost converter with high power applications，IOS J.of Enfineering，2012，Vol.2（2）：.203- 206

［5］唐军，夏云非.两相两重斩波器主电路电磁兼容设计与测试研究［J］.通信电源技术，2013，30（4）：7-10.

Modeling and Simulation of Conducted EMI for A Soft-switching Rectifier in Low-frequence Band

Shan Chaolong，Liu Yin，Ji Dou，Wang Xiaona
（College of Electrical engineering，Naval University of Engineering，Wuhan 430033，Hubei，China）

Abstract:Based on the measured parameters of devices and parasitic parameters of system，the conducted EMI Simulink model of a soft-switch rectifier system hanging on DC power supply network is established.The simulation conducted EMI of the simulation is in agreement with the result of the experimental measurement.It is found that the total EMI spectrum feature of the rectifier system appears to be larger value at the integer multiple of switch frequency and its EMI is increasing with the frequency when frequency is greater than 30 kHz.DM EMI is decreasing with the frequency.CM EMI is increasing with the frequency.So，it is believed that main conducted EMI of the system is CM EMI.

Keywords:soft-switching rectifier； Simulink simulation； conducted EMI

中图分类号：TM561

文献标识码：A

文章编号：1003-4862（2016）06-0009-06

收稿日期：2016-03-29

作者简介：单潮龙（1964-），男，教授。研究方向：电工理论与电磁兼容。