王贤江，胡振营，石玉

(1.深圳市理邦精密仪器股份有限公司，广东深圳518067；2.电子科技大学微电子与固件电子学院，四川成都610054)

一种多电池包并联技术的研究

王贤江1，2，胡振营1，石玉2

(1.深圳市理邦精密仪器股份有限公司，广东深圳518067；2.电子科技大学微电子与固件电子学院，四川成都610054)

在电池应用系统中为了提高电池的容量以及可靠性采用多个电池包进行并联，从理论上来讲两个源是不能并联的。实际应用中为了实现各个电池包之间的相互独立采用了二极管与电池包串联来实现隔离，但是此隔离二极管会造成一定程度地功率损失。为了降低多电池包并联采用二极管隔离所带来的功率损失，结合同步整流技术在开关电源中的应用，并结合其控制原理采用MOS管来代替二极管并通过相应的控制电路来控制MOS管的导通与关断，从而达到与二极管隔离同样的效果。与此同时，由于MOS管具有极低的导通电阻从而降低了隔离这个部分的损耗。仿真与实验结果均证明了此设计方案的正确性与可行性。

二极管隔离；同步整流；电池包并联；MOS管

随着人类对科技的应用，特别是对移动电子设施/设备性能的大力需求，电动汽车(特斯拉ModelS、BYD E6等)、电动摩托车这些设备对电池容量的巨大需求是单一的电池包难以处理的，这就不得不进行电池包的并联使用。有采用将多个电池包内阻配对直接进行并联的，随着使用时间的推移，这样会出现电池包之间相互充电的情况，而且当一个电池包损坏时将导致整个电池包损坏。另一种更为妥当的方式是采用在每一个电池包中串联一个二极管后，再进行并联。这样可以防止电池包之间相互充电，而且可以实现并联电池包之间的有效隔离，如图1(a)所示。由于二极管在导通过程中存在一定的导通压降，且其压降随着导通电流的上升呈上升趋势，如图1(b)所示。

其功率损耗如式(1)所示，其中Pd为二极管所损失功率，Ud为二极管正向导通压降，Id为二极管流过的正向电流。

这必然导致电池能量的浪费，而且会产生大量的热量。在大容量应用系统中，这部分的能量损失是相当巨大的。

为了降低这个部分的功率损失，即二极管实现电池包隔离所带来的功率损失问题。本文通过对开关电源技术中同步整流的需求及其技术原理出发，通过对一些经典的同步整流控制芯片(如IR11662)的控制模式进行分析，总结其控制过程以及算法。并根据这些理论结合多电池包并联技术中二极管的应用，将开关电源中同步整流的控制技术整合到多电池包并联电路中。通过使用MOS管以达到更低的导通压降从而降低传统二极管隔离所带来的功率损失，提高了电池的利用率，最后通过仿真与实验证明本文提出理论的合理性和正确性。

1 多电池包并联电路的理论分析与实现方案

1.1 理论分析

在开关电源中为了降低次级侧整流二极管导通压降从而提高整个变换器的转换效率[1]，引入了使用MOS管来代替二极管的同步整流思想。同步整流技术利用MOSFET极低的导通电阻来降低整流部分二极管的导通压降，从而很大程度上降低了整流部分的损耗。因此提高了开关电源的转换效率。其功率损失如式(2)所示，其中PQ为MOS管的功率损耗，UQ为MOS管的正向导通压降，IQ为MOS管的正向电流，RON为MOS管的导通电阻。从式(2)可见，MOS管的导通电阻越小其功率损失越低。

图1 多电池包并联时采用二极管进行隔离

在多电池包并联系统中二极管隔离面临着与开关电源中同样的问题，即二极管极高的导通压降降低了效率。通过对相关文献的查阅，几乎很多的同步整流控制芯片都是使用NMOS来进行同步整流，并将NMOS放于接地端，这样便于对NMOS管进行驱动。如IR公司的同步整流芯片IR11662，其具体应用电路如图2(a)所示。工作于反激模式下的高频变压器初级开关管关闭时，高频变压器次级侧将产生正向电压，此电压通过负载与Q1形成电流回路，当电流流过Q1的体二极管时必将产生一个电压。结合IR11662的工作时序如图2(b)所示，如果产生的电压降小于VTH2将开启NMOS管Q1，为了防止出现误触发加入了一个延时确认时间MOT。如果负载电流较小时，在NMOS管导通电阻上产生的电压也将降低，如果此电压值大于VTH1时，NMOS管将关闭。

当高频变压器初级侧开关打开时，高频变压器次级侧将产生反向电压，如果此反向电压值大于VTH3将对整个控制进行复位，以进行下一个周期的判定。

图2 同步整流控制芯片IR11662

1.2 实现方案

结合上述同步整流的设计思想，使用NMOS管来进行控制，由于驱动方面的原因将NMOS管串接在电源的负载与系统的输出地之间。结合图1所示的电池并联系统，我们要对电池进行充电，而在开关电源的同步整流中不需要对变压器次级进行充电处理。所以从传统的多电池组并联系统来分析[2－3]，我们应该把开关管串接在电源的正极与系统的输出正之间以代替二极管进行工作，NMOS管会涉及到驱动部分的问题，为了避免这个问题选用PMOS管来进行处理。可是市面上没有针对PMOS管而专门设计的同步整流芯片，而且电池并联系统的工作原理与开关电源中的同步整流还是存在一定的区别。鉴于此，我们结合实际情况设计了一套控制电路，电路框图如图3(a)所示。

图3(a)中电池包BT1通过开关管与系统总线电源VCCBus相连，系统电源从系统总线电源VCC-Bus获取电能为驱动部分及控制系统部分控制所需要的电压。如果直接对PMOS管的D、S两端进行采样，轻载时开关管关闭时会采样到0.7 V左右的电压值，会打开开关管，采样值会降得相当低，又会关闭开关管，反复循环从而引发振荡。为了保证较好的线性度，使用小阻值功率电阻对输出电流进行采样，放大一定的倍数后送到控制系统进行处理。控制系统通过对采样得到的电流值进行判定从而决定输出高、低电平，并通过驱动来控制开关管的开启与关闭[4]。其控制原理如图3(b)所示。

图3 多电池并联电路

具体程序控制流程图如图4(a)所示，当输出电流大于Io2时开启开关管，当输出电流小于Io1时关闭开关管，通过体二极管向系统总线供电。避免开关管开启出现电池之间的相互充电从而浪费电能[5]。为了防止出现开关信号的跳动从而引入磁滞回控制[6]，具体的磁滞回线如图4(b)所示。

图4 并联电路控制流程

2 实际应用电路参数设计

综上所述对两个电池包进行并联设计。两个电池包电压均为14.8 V，容量均为2 200mA。由于两个并联电路模块均相同，所以仅画出其中一个并联电路的模块电路原理图[6]。电路原理图如图5所示，其中图5(a)为其开关管、驱动、电流取样、控制系统的电路原理图[7]，图5(b)为其系统电源部分电路原理图。

图5 并联电路原理图

2.1 功率部分参数设计

并联电路中，功率部分主要由两个器件构成，即P沟道的增强型MOS管Q1及电流测量电阻R1。为了尽可能地降低导通损耗，所以PMOS管的选取除了要考虑其耐压、正向电流以外，还必须要求具有较低的导通电阻[8－9]。综上因素，选择Si7463ADP，其耐压值为40 V，导通电阻0.01W(VGS=－10 V时)，正向电流46 A。电阻R1的取值为0.005W，功率为2W，精度1%，即总导通电阻为0.015W。

2.2 控制部分电路设计

根据上一个部分的描述，如图5所示，控制部分主要由电流取样部分、控制部分、驱动部分及系统电源部分构成。

电流取样部分，选用MAX9938T高精度差分放大器将电流取样电阻R1两端的电压作减法并放大25倍送往控制系统中进行比较。

控制部分由两个部分构成，其中电压比较部分由LM 393构成两个电压比较器，这两个比较器的一个同相输入与另一个反相输入信号均来自电流取样部分的输出。从而判定输出电流是大于IO2还是小于IO1。而比较器LM 393输入的参考基准电压Vref_1、Vref_2来自系统电源。

控制部分中的RS触发器由或非门74LS02构成，主要是将电压比较器输出的两个信号R、S用来实现对RS比较器输出置位与清零。即当输出电流大于IO2时，RS触发器输出置位1；当输出电流小于IO1时，RS触发器输出清零。

由于RS触发器输出的信号不足以让PMOS完全实现关闭以及导通，所以引入驱动部分，驱动部分由Q2的NMOS管2N7002、10k W电阻R4、20k W电阻R2构成。当RS触发器输出置1时，开关管Q2导通，电阻R2的与开关管Q1栅极相连的一端被拉到地，VGS呈负压，且大于其门限电压，开关管Q1导通；反之，开关管Q1截止。

图5(b)所示的系统电源部分将并联总线电压VCC-BUS通过线性降压器LP2950-5.0降压成5.0 V的输出，以提供给控制部分比较器、触发器的电源，同时通过一个TL431再次降压成2.50 V作为更稳定的基准电压。通过电阻R8与R9对此2.5 V电压进行分压得到Vref_1送到比较器中作为清零比较，如式(3)所示。

通过电阻R7与R10对此2.5 V电压进行分压得到Vref_2判送到比较器中作为置1比较，如式(4)所示。

3 实验结果与分析

为了进一步验证上述的推论，现将两个电池包分别采用肖特基极二极管与上述并联电路模块来进行并联，测试其导通压降并计算转换效率。同时测试其在切换瞬间的反向电流大小与冲击时间。

采用图6(a)所示的二极管并联拓扑，其中D1、D2为SB560肖特基二极管，耐压42 V，导通电流5.0 A。采用图6(b)所示的并联电路拓扑。其中电池包BT1、BT2的电压均为14.8 V，以电子负载作为并联系统的输出负载，输出电流3 A/5 A。其中电流I1、I2、I3分别对应电池包BT1、BT2、整个系统的输出电流。

通过对两种不同的电池包并联方案进行对比，3 A输出与5A输出对比分别如表1、表2所示。通过表1、表2的测试数据，可比较出使用MOS管并联的方案，具有较低的正向压降，因而具有较少的功率损失。

由于二极管具有反向恢复时间，同时这个并联电路也有一定的反向恢复时间。为了进一步测试此多电池包并联技术在电池包热插拨切换时反向冲击电流大小以及时间，采用电池包瞬间接入与断开来进行相关测试，同时也对二极管并联电路进行了同样的实验，实验的波形如图7所示。

图6 测试方案结构框图

图7 并联电路热插拨时电流波形

本文实验原理样机主要用于验证多电池包并联系统的基本工作原理，对于不同输出电流、电压的电池包并联电路，需要对P沟道的功率MOS管Q1、电流采样电阻R1及系统电源部分进行对应的参数计算与器件选择，这一点要特别注意。

4 拓扑推广

在带有电池供电的电子系统中采用如图8(a)所示的电路来实现AC/DC变换器的直流输出与电池并联。此处的肖特基二极管D1、D2同样也是为了在两个源之间进行相互隔离。

本文所述的多电池包并联技术也可用于上述系统中，应用框图如图8(b)所示。市电经AC/DC变换器后连接至并联电路-1，电池BT1的正极连接至并联电路-2，并联电路-1、并联电路-2的输出端均连接至并联总线VCC-Bus。如同在多电池包并联系统中的应用一样，在实现电池包与AC/DC输出之间相互隔离的同时，同样可降低传统并联电路中由于二极管的正向导通压降而造成不必要的功率损耗。

图8 AC/DC变换器与电池的并联系统

5 结论

本文从多电池包并联系统中采用二极管来进行电池包之间隔离的应用出发，结合开关电源中同步整流技术对此二极管隔离进行了相关分析，总结了在多电池包并联系统中采用功率MOS管来代替传统的二极管，并提出了相应的MOS管开启及关断控制的技术方案。与同步整流技术一样，MOS管的引入使得其具有更低的导通压降及导通损耗，从而提高了电池包电能的利用率。并将此拓扑推广应用到带有电池供电的电子系统中。

仿真和实验结果均证明了所设计电路的可行性及理论分析的正确性。

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Research on parallel technology ofmultibattery pack

WANG Xian-jiang1，2，HU Zhen-ying1，SHIYu2
(1.EDAN Instruments，INC，Shenzhen Guangdong 518067，China;2.School ofM icroelectronicsand Solid State Electronics，University of Electronic Science and Technology ofChina，Chengdu Sichuan 610054，China)

In order to improve the capacity and reliablity ofbattery system using parallelw ith multiple battery pack，the two sources can notbe parallel in theory.In order to achieve the mutual independence between each battery packs using a diode in series w ith the battery pack to achieve isolation，in order to reduce the power loss by using the isolation diode，the application of synchronous rectification in sw itching power supply was analyzed，and combined w ith its control theory，the MOS was used instead of the isolation diode and a corresponding circuit was built to control the MOS on and off，achieving the same effectw ith the isolation diode.At the same time，because of the low on-resistance of the MOS transistor，the power loss of the originaldiode isolate is reduced in system.The simulation and experimental results prove the correctness and feasibility of this design.

diode isolation;synchronous rectification;battery pack parallel;MOS tub

TM 91

A

1002-087X(2016)07-1393-03

2015-12-05

王贤江(1986—)，男，四川省人，硕士，主要研究方向为电力电子控制技术。