邾玢鑫，杨楠，任路路，佘小莉

（湖北省微电网工程技术研究中心（三峡大学），湖北宜昌　443002）

一种ZVZCS交错并联Boost变换器

邾玢鑫，杨楠，任路路，佘小莉

（湖北省微电网工程技术研究中心（三峡大学），湖北宜昌443002）

提出了一种ZVZCS交错并联Boost变换器。在所提辅助电路的帮助下所有开关管均实现了零电压关断，同时变换器通过电感电流断续导通模式使得所有开关管均实现了零电流导通，各个二极管也均实现了零电流关断，显著降低了由开关管和二极管引起的损耗，变换器整体的工作效率得到了提高。最后，对所提变换器的工作原理及性能特点进行了详细分析，并通过搭建输出功率为200 W的实验样机对理论分析进行了实验验证。

ZVZCS；交错并联；Boost变换器

近年来，软开关技术在电力电子变换器中得到了越来越广泛的关注［1-17］，其优势主要可以总结为以下几点［1-6］：1）通过软开关技术可以有效降低开关管的导通和关断损耗，提高变换器的工作效率；2）在开关管导通和关断损耗降低的同时，可以进一步提高其工作频率，这样不但可以改善变换器的动态响应速度，而且可以提高变换器的功率密度；3）通过软开关技术，同样可以有效降低变换器的电磁干扰，提高变换器的环境友好度。

文献［1-10，14-17］通过在基本变换器中添加辅助电路实现了主开关的软开关导通和关断。这些辅助电路通常由电感、电容以有源开关和二极管组成。文献［7-10］中所设计的辅助单元虽然可以使得所有开关管均实现软开关，但拓扑及结构都相对复杂。综合看来，通过有源辅助电路来实现软开关，一方面使元器件数量增加，导致变换器成本升高，可靠性降低；另一方面，辅助有源开关本身也会增加变换器的控制及驱动难度。在文献［11-13］中，通过电感、电容等无源器件和二极管，同样实现了主开关管的软开关，但这些方案同样存在主开关管电压应力过高或需要变频控制等问题。

本文提出了一种具备零电压关断能力的交错并联Boost变换器，与传统交错并联Boost变换器相比仅增加了一个电容和一个二极管（以两相交错并联为例）。相比于传统的软开关电路，结构非常简单。在电感电流断续模式下，不仅实现了开关管的零电压关断，也实现了开关管的零电流导通，且所有二极管均实现了零电压开通，零电流关断。

1　工作原理

在开关管两端并联适当的电容可以得到近似的零电压关断效果，从而显著降低开关关断损耗。但在该思路下，一般均需开关管同时具备零电压导通的能力，否则开关管两端引入的电容会在开关管开通时释放其中储存的能量，增加开关管的开通损耗。本文所提出的交错并联Boost变换器如图1所示（以两相为例），在分析其工作原理时作如下假设：1）设输入电压Uin、输出电压Uo恒定；2）电感电流iL1和iL2断续；3）有源开关S1、S2采用交错控制，且占空比D＞0.5；4）所有器件都是理想器件，不考虑寄生参数等的影响。

图1　两相交错并联ZVZCS Boost变换器Fig.1　The two phase interleaved ZVZCS Boost converter

在一个开关周期TS内，变换器共有8个工作状态，并且各个状态的等效电路如图2所示，其稳态工作时的主要波形（图中的占空比D=0.7）分别如图3所示。

1）开关模态1［t0－t1］（图3（a））：在t0时刻之前，功率开关S1关断、S2导通，二极管Do、D1、D2均关断，电感电流iL1及电容电压uCc为零，电感电流iL2线性上升。在t0时刻，开关S1开通，由于电感L1的存在，流过S1的电流iS1从零开始线性上升，S1实现零电流开通。电容电压uCc保持为0，在t1时刻，开关S2关断，此开关模态结束。在此开关模态

式中：IL2（t0）表示电感电流在t0时刻的值。

图2　一个开关周期Ts内的主要波形Fig.2　The key waveforms in one switching period Ts

2）开关模态2［t1-t2］（图3（b））：在此开关模态，开关S1导通，S2关断，二极管D1、Do关断，D2导通。在t1时刻S2关断，电感L1的电流iS1继续线性上升；由于电容电压uCc（t1）为零，因此S2实现了零电压关断，二极管D2实现了零电压开通。到t2时刻，电容电压uCc上升到输出电压Uo，此开关模态结束。在此开关模态

3）开关模态3［t2-t3］（图3（c））：在此开关模态，开关S1导通，S2关断，二极管D1关断，D2、Do开通，在t2时刻，电感L1的电流iS1在上个模态基础上继续线性上升；由于电容Cc的电压uCc上升到输出电压Uo，所以二极管Do实现了零电压开通；电感L2的电流开始线性下降。到t3时刻，电感L2的电流下降到0，此开关模态结束。在此开关模态

4）开关模态4［t3-t4］（图3（d））：在此开关模态，开关S1导通，S2关断，二极管D1、Do、D2关断，电感L1的电流iS1继续线性上升；电容电压uCc保持为输出电压Uo，在t3时刻，电感L2电流下降到0，持续到t4，开关S2再一次导通，此开关模态结束。在此开关模态

状态5-状态8与状态1-状态4成对称关系，因此在此不在赘述。

图3　8种状态的等效电路Fig.3　The equivalent circuits of eight states

2　性能分析

通过工作原理分析，可以明白电路的具体工作过程。下面分析该变换器的性能，主要包括开关管及二极管的电压电流应力，并通过拓扑推演得到n相交错并联变换器的一般结构。

2.1电压增益M

为简化分析，首先作如下假设：1）忽略电感L1、L2的差异，记为L；2）负载以电阻R替代；3）忽略开关管导通和关断过程对变换器的影响。

由电感的伏秒平衡可得式（17）：

式中：D10、D11、D12分别为开关管导通时间、电感电流下降时间以及电感电流为0的时间。通过流过二极管D1、D2的平均电流之和与输出电流相等的关系可得式（18）。

综合式（17）和式（18）可得电压增益M为

式中：k为L/（RTs）。

2.2开关管电压应力

主开关S1、S2及二极管D1、D2所承受的电压应力均与基本Boost变换器一致，等于输出电压Uo，由工作原理分析可知，辅助二极管的电压应力也等于输出电压Uo，因此各个器件的电压应力相比于基本Boost变换器均没有增加。

2.3开关管电流应力

通过第一节的分析可知，开关S2的电流应力与基本Boost变换器一致，为其支路上电感电流的最大值；而开关S1的电流应力则同时受第一相与第二相电感电流影响。为简化分析，忽略谐振充放电过程在整个电路中的影响（这些过程不会产生额外的电流应力）。因此可以将变换器的工作过程分为7个区间。电感L1、L2的电流在这7个时序中分别如，式（21）和式（22）所示。

对应的可以得到流过开关g1、S2的电流为：

通过式（23）和式（24）可得，开关管S1及开关管S2的电流应力分别为：

二极管D0、D1及D2的电流应力分别为：

通过上述分析可知，开关S1的电流应力相比于基本Boost变换器要高，但流过它的电流的有效值基本不变，因此，不会导致开关管的导通损耗增加。

3　关键参数设计

在设计参数过程中，开关管和二极管的设计原则与基本Boost变换器的设计原则一致，通过第二节中的分析可以得到相应的电压电流应力，在选择合适的器件即可。这里的关键参数设计主要考虑谐振电容C1，…，Ci，…，Cn与各路电感值L1，…，Li，…，Ln的选择。它们的设计原则是在保证变换器正常工作的前提下，较好的实现软开关。主要考虑以下2点：

1）零电压关断过程ΔTs（t2－t3），ΔTs在单位开关周期之内所占比例不能过大，否则会对主电路的正常工作造成影响［14］；通常将这个过程限制在单位开关周期的20%以下［15］。同时在设计时也要考虑控制开关关断时其端电压变化速率dv/dt，以减少开关管关断损耗和降低EMI噪声［16］，具体设计时应考虑所选开关管的寄生端电容。

式中：tf为主开关管的关断时间；Cs为串联在电路中的辅助电容与待关断开关寄生电容之和；Il，max为待关断支路的电感电流最大值。

2）电感的设计需要考虑限制其通过的最大电流值Il，max，以降低开关管电流应力和损耗［17］，同时也要满足电路在大多数工作情况下工作于DCM模式，如式（32）所示，并且保证电感电流关断速度满足式（33），以降低二极管的反向恢复损耗［12］。

4　实验验证

为验证理论分析的正确性和有效性，设计制作了两台实验样机，其中一台为所提电路，另外一台为传统两相交错并联boost变换器，额定功率均200 W。实验样机的具体参数如表1所示，为更好地进行对比，其中两台实验样机所用实验器件的差异仅在辅助电容Cc上，其他参数完全一致。

表1　实验样机参数Tab.1　The parameters of the test prototype

通过上述样机的测试得到了如图4所示的主要实验波形。其中图4（a）为所提变换器实验样机的开关管S1、S2的驱动D1、D2、输入电压uin和输出电压uo的波形。图4（b）为开关管S1、S2的端电压及电流波形，显然由于电感电流处于断续工作模式下，所有开关均实现了零电流开通。图4（c）和图4（d）分别为所提变换器实验样机开关管S1、S2关断时的开关端电压及电流变化波形，可见由于所提辅助电路的作用，开关端电压在关断过程中的上升速度受到了较好的控制，开关均实现了零电压关断。图4（e）和图4（f）分别为传统两相交错并联boost变换器的开关S1、S2关断时的开关端电压及电流变化波形，可见开关关断过程中，电压与电流的重复区间较大，存在明显的关断损耗。

图4　实验波形Fig.4　The experimental wave forms

5　结语

借助于一个辅助二极管和一个辅助电容，本文所提拓扑实现了交错并联Boost变换器中各个开关管的零电流导通和零电压关断。文中给出了该变换器工作过程的详细的理论分析，并给出了关键参数设计指导，最后通过实验验证了理论分析的正确性和有效性。该电路结构简单，无需添加额外的辅助开关，没有增加控制上的实现难度，具有成本低、控制简单、可靠性高以及低EMI等优势。

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（编辑李沈）

A Zero-Voltage and Zero-Current Switching Interleaved Boost Converter

ZHU Binxin，YANG Nan，REN Lulu，SHE Xiaoli
（Hubei Micro-Grid Engineering Technology Research Center（China Three Gorges University），Yichang 443002，Hubei，China）

A novel ZVZCS（Zero Voltage and Zero Current Switch）interleaved Boost converter is proposed in this paper.The auxiliary circuit provides all active switches to turn off with zero-voltage transition.And the converter operates in discontinuous conduction mode，which promises the active switches to be turned on and the diodes to be turned off under zero-current condition，therefore，the reverse recovery loss of the diodes is dramatically reduced.Finally，the operation principle and performance feature of the converter are analyzed and a prototype rated 200 W has been built to demonstrate the results.

ZVZCS；interleaved；Boost converter

1674-3814（2015）12-0012-06

TM46

A

2015-07-15。

邾玢鑫（1986—），男，讲师，博士，研究方向为电力电子变流器拓扑结构、建模与控制、数字控制等；

杨楠（1987—），男，讲师，博士，研究方向为电力系统运行与控制，电力系统建模与仿真；

任路路（1989—），女，硕士研究生，研究方向为高增益电力电子变流器，光伏发电等；

佘小莉（1988—），女，硕士，研究方向为电力电子变流器在新能源发电中的应用。

湖北省教育厅资助项目（B2015245）；湖北省教育厅优秀中青年科技创新团队项目（T201504）。

Project Supported by Foundation of Education Department of Hubei Province（B2015245）；Outstanding Youth Science and Technology Innovation Team Program of Education Department of Hubei Province（T201504）.