曹海洋，沈建辉，王宏震，李宝峰

（1.中国矿业大学信电学院，江苏徐州221006；2.江苏省工程实验中心，江苏徐州221000）

1 引言

防爆变频器因应用环境的特殊性，其电磁兼容性问题越来越受到重视。防爆变频器产生的电磁干扰不仅会污染电网环境，而且过高的轴电压和轴电流还会影响电机的使用寿命。因此可以利用滤波电路来减少电力电子设备产生的干扰，通常这些滤波电路被做成一个小器件，称之为EMI 或RFI 滤波器。标准的EMI 滤波器是由串联扼流圈和并联电容器构成的低通滤波器。

应用于电力电子设备的EMI滤波器不仅要能在传导干扰的频率范围内提供高插入损耗，还需要能承受工频电压和工频电流的额定值，本文在分析阻抗失配对EMI滤波器插入损耗影响的基础上，给出EMI滤波器拓扑结构的确定原则，建立带EMI 滤波器的传导干扰的高频模型，通过有无EMI 滤波器传导干扰频谱仿真图对比，验证了EMI滤波器对传导干扰的抑制作用。通过现场的实验测试，证明加入EMI滤波器后传导干扰得到很好的抑制，使传导干扰频谱幅值在规定的范围内。

2 防爆变频调速系统EMI干扰源分析

大功率矿用防爆变频器大都采用PWM调制技术，通过将三角载波与正弦调制波在采样点进行比较，产生触发脉冲的开关控制信号，然后控制变频器各开关器件如IGBT等的导通（状态1）和关断（状态0），则每相输出紧跟给定的参考波形信号。但是IGBT在开通和关断过程中会产生很大的du/dt，di/dt，由于线路中寄生电容和寄生电感的存在，会导致严重的电磁干扰。下面，对载波反向层叠法建立三电平变频器干扰源的数学模型。

载波反向层叠法的工作原理如图1 所示，可以看出输出的脉冲波形相对于中线对称，采用双重傅里叶级数可以计算出输出电压的PWM波形。

图1 载波反向层叠法Fig.1 Reverse carrier cascade method

已知SPWM 采样点是2 个曲线的交点，可以求得a相三电平SPWM电压脉冲波时间函数为

式中：E为逆变器直流侧正负母线电压。

uAO用双重傅里叶变换展开为

其中傅里叶级数系数为

可以得到uAO的双重傅里叶级数表达式为

其中

同理，可以求出uAO，uBO，uCO的双重傅里叶级数表达式，则可以得到变频器逆变部分共模电压为

变频器逆变部分差模电压为

3 EMI滤波器的插入损耗

插入损耗是衡量EMI 滤波器性能的主要指标。它和电压衰减不同，电压衰减是描述系统特性的一种转移函数，插入损耗是2 个系统间的对比，它和外接电路的特性有关。图2 给出了一种插入损耗的测量方法。

图2 EMI滤波器插入损耗的测量方法Fig.2 Measurement method of insertion loss for EMI filter

设在参考电路中测量仪器的测试电压为U1，加入待测EMI 滤波器后测量仪器的测试电压为U2，则定义该EMI滤波器的插入损耗为

通常把EMI滤波器看作二端口网络，在EMI滤波器的设计中，阻抗参数和级联参数是最常用的系统参数，因此滤波器的插入损耗可以用阻抗参数和级联参数来描述。在已知负载阻抗ZL和源阻抗Zs时，图2中阻抗参数和级联参数描述如下：

阻抗参数为

级联参数为

式中：Z11为开路输入阻抗；Z21为开路输出转移阻抗；Z22为开路输出阻抗；Z12为开路输入转移阻抗。

4 EMI滤波器结构的选型

目前，滤波器厂家制造的EMI 滤波器，其插入损耗大多数根据ZL和Zs均为50 Ω时标定的。但是，滤波器在实际的应用系统中，源阻抗和负载阻抗都是变化的，EMI滤波器的插入损耗也会发生相应的变化。下面用一个LC滤波器来说明阻抗不匹配对滤波器插入损耗的影响。假设源阻抗可以忽略，讨论负载为纯电阻负载、感性负载、容性负载3种情况下的插入损耗曲线。

4.1 纯电阻负载

图3a 为LC 滤波器接纯阻性负载的情况，假设LC 滤波电路自谐振角频率为ω0，由此可以得出LC滤波器的插入损耗为

图3 不同阻性负载插入损耗曲线Fig.3 Insertion loss curves of different impedance load

由图3b 可以看出，随着电阻的增大，虽然在阻带内插入损耗变化不大，但在自谐振的频率范围，会出现增益，亦即在此频率出现了谐振，该频率段的干扰不仅得不到抑制，反而被放大。

4.2 感性负载

图4a 为LC 滤波器接感性负载的情况，此时定义带感性负载LC滤波电路谐振角频率为

带感性负载LC滤波电路的插入损耗为

图4 不同感性负载插入损耗曲线Fig.4 Insertion loss curves of different inductive load

由图4b 可以看出带感性负载的插入损耗曲线比纯阻性负载的插入损耗曲线的谐振角频率会升高，因此在EMI滤波器的截止频率内就可能发生谐振，即本来抑制的高频干扰就可能会被放大，达不到原来要求的抑制效果。

4.3 容性负载

图5a 为LC 滤波器接容性负载的情况，此时定义带容性负载LC滤波电路谐振角频率为

图5 不同容性负载插入损耗曲线Fig.5 Insertion loss curves of different capacitive load

带容性负载LC滤波电路的插入损耗为

由图5b 可以看出带容性负载的插入损耗曲线比纯阻性负载的插入损耗曲线的谐振角频率会降低，谐振发生在滤波器的截止频带外，此时滤波器的插入损耗将会增加。

通过分析负载阻抗变化时对插入损耗的影响，得知当阻抗不匹配时，滤波器插入损耗实际上是随阻抗变化的。在实际应用中不仅负载阻抗会有变化，干扰源阻抗也同样是变化的，此时的情况就更复杂了。要使EMI 滤波器达到实际的插入损耗，有效抑制高频干扰信号，就必须认真考虑源阻抗和负载阻抗的实际情况。根据源阻抗和负载阻抗情况，选择合理的滤波器的结构，使滤波器的实际插入损耗达到标称的插入损耗。

最大阻抗失配原则是EMI 滤波器选型的依据，也就是尽量增大信号的反射。即对低的源阻抗或负载阻抗使用高阻抗的扼流圈和它串联以发挥电感的高阻特性；而对于高的源阻抗或负载阻抗就要使用低阻抗的电容和它并联以发挥电容的高通特性。图6为滤波器的几种常用的结构图，根据源阻抗和负载阻抗的情况确定选择EMI滤波器的类型。通常，当源阻抗低、负载阻抗低时，采用T型滤波器以保证高频干扰的抑制效果；当源阻抗高、负载阻抗高时，采用π型滤波器以保证高频干扰的抑制效果；当源阻抗低、负载阻抗高时，采用LC 型滤波器以保证高频干扰的抑制效果；当源阻抗高、负载阻抗低时，采用CL 型滤波器以保证高频干扰的抑制效果。

图6 不同EMI滤波器结构Fig.6 Different EMI filter structure

利用“最大失配”原则可以保证EMI 滤波器的最佳效果，并且同时可以利用滤波元件的高频阻抗来补偿干扰源阻抗和负载阻抗变化所带来的影响。要改善EMI 滤波器在阻抗不匹配下的性能，可以使用多级滤波器，如果事先可以估计出干扰源阻抗和负载阻抗，则多级滤波器的选择原则和单级滤波器是一样的。

多级滤波器的电压衰减会随着滤波器级数的增加而增大，但每增加一级后获得的电压衰减量也是逐步减少的。在需要较高的插入损耗的情况下，多级滤波器要比单级滤波器好。考虑到电压衰减量、电气设备的体积和成本并不是级数越多越好。

5 仿真

为了验证滤波器的插入损耗，建立起带滤波器的变频调速系统EMI 高频模型，如图7 所示。其中，uaO为整流侧干扰；uNO为逆变侧干扰；C1，C2，C3，C4，L为滤波器的参数；Lq为滤波电感；Lb为直流母线寄生电感；C2g为IGBT 与散热器之间的寄生电容；C3g为母线与地之间的寄生电容；Rn为电缆等效电阻；Ln为电缆的寄生电感；Zn1=（Rw+Lw+Cw）//Re//Ld，Zn2=Cg//Rg，均为电机高频模型的参数。

图7 基于EMI滤波器的变频调速系统EMI高频模型Fig.7 EMI high frequency model of speed control system by frequency variation based on the EMI filter

在高频模型的基础上搭建Matlab 仿真图如图8 所示。变频器采用双三电平的拓扑结构，即整流侧和逆变侧具有相同的拓扑结构。在Matlab仿真中直流母线电压1 000 V，调制度0.9，载波频率5 kHz，调制波频率50 Hz。

图8 基于EMI滤波器的变频调速系统传导干扰仿真Fig.8 Conducted interference simulation of speed control system by frequency variation based on the EMI filter

不带EMI滤波器和带EMI滤波器变频调速系统传导干扰电压波形及频谱图分别如图9和10所示。

图9 不带EMI滤波器的传导干扰电压波形及频谱图Fig.9 Waveform and spectrum diagram of conducted interference voltage without the EMI filter

由图9和图10对比可知，加入EMI滤波器后高频干扰电压的幅值大约降低40 dB·μV，很好地验证了EMI滤波器的测试效果。

图10 带EMI滤波器的传导干扰电压波形及频谱图Fig.10 Waveform and spectrum diagram of conducted interference voltage with the EMI filter

6 抑制实验

实验原理图如图11所示，测试平台电源由10 kV线路经变压器后变为1 140 V，安装调压器的目的是适应不同电压下的测试设备要求。然后采用两级滤波的形式，即在6 kV 高压侧和1 140 V低压侧分别安装滤波器，得到纯净的电源。干扰信号通过高压EMI探头，耦合至频谱仪中。由于系统采用双PWM变频调速，IGBT的开关频率很高，会产生很大的电磁干扰。为了抑制变频器产生的EMI干扰，在变频器的输入端加装了EMI滤波器。采用发电机M作为变频调速系统的负载，并经过整流、逆变、滤波后得到1 140 V的电压，经升压变压器后得到6 kV的电压，滤波后回馈到电源侧。把发电机作为负载，既满足现场实验测试的要求，又很好地实现能量的回馈，节约电能。

图11 防爆变频器传导EMI测试电气连接图Fig.11 Electrical connection diagram for explosionproof converter conduction EMI test

首先测试纯净电网侧的干扰，确保电网干净，如图12所示。很清晰地看到电网侧的干扰很小，只有20～40 dB，可忽略不计，这样就会避免电网对变频器的EMI测试产生负面影响。

图12 电网测试波形Fig.12 Grid testing waveforms

然后测试变频器输入端没有加EMI滤波器，并且满载运行时的波形，如图13所示。由于采用双PWM整流逆变，IGBT开断时du/dt很高，并通过寄生电容耦合，形成共模干扰，从而导致EMI传导干扰超过要求的限值，在2 MHz时，大约超40 dB。

图13 输入侧无EMI滤波器全载测试波形Fig.13 Full load test waveforms without EMI filter in the input side

加装EMI滤波器后满载运行，测试波形如图14所示。由未加EMI滤波器和加入EMI滤波器的测试波形对比，发现加入EMI滤波器以后中频段的干扰明显降低，且测试结果在要求的限值以下。

图14 输入侧加EMI滤波器全载测试波形Fig.14 Full load test waveforms with EMI filter in the input side

以上测试结果与相应的该变频调速系统的EMI仿真分析频谱特性有较好的吻合，验证了设计方法的正确性。

7 结论

本文分析了EMI滤波器对防爆变频调速系统传导干扰的抑制。首先，对防爆变频系统EMI干扰源进行了分析建模，在介绍EMI滤波器的插入损耗及阻抗不匹配对EMI滤波器插入损耗的影响的基础上，确定EMI滤波器结构选型的依据。其次，建立基于EMI滤波器的变频调速系统EMI高频模型，通过Matlab进行仿真，验证EMI滤波器对防爆变频调速系统传导干扰的抑制。最后，通过EMI滤波器对防爆变频调速系统EMI抑制实验，没有加EMI 滤波器和加入EMI 滤波器的测试波形对比，验证了EMI滤波器设计的正确性。

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