李林聪,施 娟

(桂林电子科技大学信息与通信学院,广西桂林 541004)

一款适用于TPMS的新型高性能超低功耗信号接收器

李林聪,施 娟

(桂林电子科技大学信息与通信学院,广西桂林 541004)

为了适应轮胎气压监测系统(TPMS)的恶劣环境,提高TPMS的系统集成度,设计了一款适用于TPMS的新型高性能超低功耗信号接收器。该信号接收器采用亚阈值区技术、休眠-唤醒工作机制以及自动增益控制方法,降低了功耗,提高了信号接收的灵敏度。仿真结果表明,在温控范围为-35～125℃、供电电压为2.2～3.5 V的环境下,识别信号幅度最小值为0.5 m V,系统平均功耗为6μW。

接收器;超低功耗;亚阈值区;自动增益控制

轮胎气压监测系统(tire pressure monitory system,简称TPMS)是汽车在行驶过程中运用汽车电子技术、传感器技术、无线通信技术等,对轮胎的气压、温度实时监测的系统[1]。TPMS作为安全的象征,近几年已经向集成化、无源化方向发展[2]。然而,国内外对轮胎气压监测系统的研究方兴未艾[3]。传统轮胎气压监测系统主要包括发射模块、接收模块及集成在GPS中的监测模块[2]。为了在复杂的环境中稳定、低功耗工作,降低系统成本,减少车载电子控制单元的硬件数量,设计了一款适用于TPMS的新型高性能超低功耗信号接收器。

图1 信号接收器Fig.1 The signal receiver

1 信号接收器的设计

信号接收器主要包括偏置电路、置位电路、自动增益控制(AGC)、前端检测(pre-check)、解调器(demodulator)和地址识别电路,如图1所示。其工作过程为:外部天线发出信号,经过自动增益控制,调整信号的幅度,使信号稳定在一定的范围,并消除外来噪声的影响。然后信号通过前端检测,判断输入信号是否正确。当确定信号正确时,前端检测电路发出使能信号,唤醒信号接收器内部后续电路;否则,后续电路仍处于休眠状态。最后,解调器对信号解调,将数据输送到地址识别电路,地址识别电路输出唤醒信号,唤醒相应地址的传感器进行轮胎气压监测。

1.1 MOS管亚阈值区

随着信息技术的迅猛发展,低功耗设计成为集成电路发展的趋势[4]。MOS管在亚阈值区的工作特点引起了人们的关注[5]。工作在亚阈值区的MOS管,漏极电流和栅源电压逼近指数关系[6]。亚阈值区MOS管源漏极电流[7]

其中:I0为单位饱和电流;ζ＞1为亚阈值斜率因子; VT=KT/q为热电压。当VDS≫VT时[7],此时静态工作电流达到n A级别,设计MOS管工作在亚阈值区,以降低整体电路的功耗。

1.2 基准电流源

基准电流源由数字电路、温度补偿电路、基准电流产生电路、输出电路组成,如图2所示。基准电流产生电路采用P8～P11和N7～N10组成的共源共栅结构,以减小沟道长度效应的影响[8]。在共源共栅管的作用下,P9和P11的漏极电压近似相等,降低了电源电压对基准电流的影响,提高了输出基准电流的电源抑制比(PSRR),使输出电流更加稳定[7]。

信号接收器要求基准电流源不仅能输出稳定的电流,而且在置位信号来到时,关闭各个电路的工作,以降低功耗。3个反相器和1个或非门构成置位电路,当置位信号t_rst输入为低电平时,基准电流源开始工作,否则,电路输出电流为零。

图2 基准电流源Fig.2 The reference current source

在亚阈值区MOS管的漏极电流和栅源电压的关系可由式(2)表示,则

由图2可知,

将式(3)代入式(4)得

若N9和N10漏极电流相同,但宽长比不同,则式(5)可化为:

根据电流和电压的关系,

所以,可选用不同的R3组合,使正负温度系数之和为零,最终产生稳定的基准电流。

端口AA为后续运算放大器提供电流,端口A3为比较器提供电流。显然,将输出端接成电流镜模式,可以引出更多的输出端口。

基于CSMC 0.5工艺,利用Cadence软件对基准电流源的温度系数进行仿真。图3为-35～125℃温度范围输出电流随温度变化的曲线。受电阻等器件的温度系数的二次方影响,曲线在-3、85℃分别产生波谷和波峰,输出电流为26.56～26.96 n A,温度系数为93.42×10-6/℃。

图3 电流温度曲线Fig.3 The curve of current and temperature

1.3 自动增益控制

自动增益控制由衰减电阻网络、级联运放和数字反馈控制3个模块组成,如图4所示。信号首先经过衰减电阻网络后幅度降低,然后传递到级联运放后幅度增大,接着数字反馈控制与信号幅度进行比较,根据比较的结果反馈给衰减电阻网络,适当降低信号幅度。经过多次幅度调节,最终输出幅度稳定的信号。

图4 自动增益控制Fig.4 Automatic gain control

衰减电阻网络如图5所示。OT01～OT028为数字反馈控制的开关控制信号,INA为外部输入信号,INT为通向级联运放的输出端。每个开关控制一条支路,若任何一条支路输入为低电平,则部分电流流出,信号幅度减小。每条支路都有一定的比例,根据信号幅度的大小,通过数字反馈控制判断,控制相应的开关,使信号稳定在固定的范围。

图5 衰减电阻网络Fig.5 Decay resistance network

级联运放电路由2个结构相同的运算放大器组成。运算放大器如图6所示,其采用差分放大器作为第一级电压放大,P2提供电流,电流镜N3、N4作为负载;P1、N1、N2与P5、N5、N6对称,为差分放大提供静态偏置。源极跟随器P6、N7作为第2级电流放大,采用比例电容C3、C4构成反馈确定环路增益。

由图6可知,差动放大器的增益为

其中:gP3为P3的等效跨导;rP4、rN4分别为P4、N4的等效电阻。取反馈比例

则环路增益为

因此,得

显然,

则

又因为C3≫C4,所以

为达到放大100倍,C3、C4的取值差别较大,在版图中所占的面积就会很大。为了减小版图面积,采用2个相同运算放大器级联的方法。2个运算放大器之间采用电容进行级联,以减小级联造成的失真影响。

数字反馈控制由迟滞比较器、加减计数器和电阻网络接口电路组成,如图7所示。数字反馈控制负责判断级联运放的输出信号,根据迟滞比较器的比较结果进行加减处理,输出控制信号(OT01～OT028)调整衰减电阻网络,以减少或者增加信号的幅度,达到稳定不失真的效果。

图6 运算放大器Fig.6 The operational amplifier

图7 数字反馈控制Fig.7 Digital feedback control

迟滞是比较器的一种性质,迟滞比较器能极大地降低噪声对比较器的影响[9]。根据不同的阈值电压产生2个不同脉宽的矩形信号T1、T2。由于T1、T2的阈值电压不同,在T1、T2阈值电压范围存在某一时刻有T1信号而没有T2信号,此时信号幅值将被固定。判断的过程由加减计数器完成。首先迟滞比较器将比较的结果输送到加减计数器,加减计数器对T1、T2进行检测,根据T1、T2出现的频率来判断增减。若连续出现T1的2个周期内也2次出现T2信号,则判断信号幅度过大,数字反馈控制中的加法器加1,相应的电阻网络接口电路对衰减电阻网络的OT01～OT028开关进行调整,增大输入信号的衰减;否则,减小信号幅度的衰减。

1.4 前端检测和解调器

前端检测主要对自动增益控制的输出信号T1进行判断。在连续接收到129个周期的125 k Hz的矩形信号时,才对信号进行下一步的处理,唤醒接收器其他模块。前端检测主要由D触发器和反相器构成。解调器的电路结构如图8所示。图8中A4为基准电流源输入,BD为迟滞比较器的输出信号,E3为解调后的信号输出。解调器负责将T1信号进行解调。

图8 解调器Fig.8 Demodulator

1.5 地址识别电路

地址识别电路收到解调器的输出信号后,开始进行地址解码与判断。若收到的信号地址与芯片地址一致,该模块输出唤醒信号,控制ADC转换模块和射频发射模块进行压力监测和射频信号发射。地址识别电路如图9所示。图9中T1为迟滞比较器的输出信号,WAKEUP为前端检测的使能信号, CLODE为解调器的输出信号,ADD1、ADD2和ADD3为预设的芯片地址信号。当输出信号AA1、AA2和AA3与芯片地址信号经过同或和3输入与门,输出信号ADD_judge为高电平时,则输入的信号地址与芯片地址一致。

图9 地址识别电路Fig.9 Address recognition circuit

2 系统仿真验证

基于CSMC 0.5μm CMOS数模混合工艺,采用Cadence的Spectre对信号接收器进行仿真。为使电路有一个初始状态的过程,在系统仿真时,需要加入上电复位信号,同时模拟电路在不同的温度和工艺角下能稳定地工作。

信号接收器的仿真图如图10所示。从图10可看出,在4 ms时开始有信号输入,当检测到连续192个周期(1.536 ms)且频率为125 k Hz的信号时, AGC开始启动,对信号幅度逐步调整。图10中, INO为输入信号,INT为AGC的输出信号,信号幅度逐渐稳定在0.3 m V,达到自动增益控制的效果。CLODE为解调器的输出信号,WAKEUP为前端检测的输出信号,当信号幅度调整平稳,且达到前端检测信号的要求时,WAKEUP信号的电平才被拉高。ADD1、ADD2和ADD3为预设的芯片地址信号。AA1、AA2、AA3为地址识别电路的D触发器输出信号,ADD_judge为地址识别电路的输出信号。

当AA2输出高电平时,预设的芯片地址信号与地址识别电路的D触发器输出信号对应电平相同,此时输出唤醒信号ADD_judge。由此可见,信号接收器的设计满足接收器的功能要求。

图10 信号接收器的功能仿真Fig.10 The functional simulation of signal receiver

在电源电压为3 V,工艺角为TT,信号接收器在不同温度(-35、27、125℃)下的仿真结果如图11所示。第1行为级联运放的输入信号,第2行为级联运放输出信号,第3行为迟滞比较器的输出信号,第4行为解调器的输出信号,最后一行为信号接收器的总电流。

图11 信号接收器在不同温度下的仿真结果Fig.11 The simulation results of signal receiver at the different temperatures

在电源电压为3 V、3种工艺角(TT、SS、FF)和3种温度(-35、27、125℃)下,信号接收器的最小信号幅度、平均电流和平均功耗如表1所示。

从图11和表1可看出,信号接收器能够识别0.3～0.5 m V信号,检测出信号的周期(即输出有稳定周期的T1信号),并能够正确解调,信号接收器的灵敏度达到0.5 m V的信号幅度。在电源电压为3 V时,平均电流小于2μA,平均功耗小于6μW,该信号接收器在功耗上优于文献[10-12]的设计。

表1 信号接收器的最小信号幅度、平均电流和平均功耗Tab.1 The minimum signal amplitude,average current and power consumption of signal receiver

3 结束语

采用自动增益控制方法,结合MOS管亚阈值的低电流和休眠-唤醒工作机制,设计了一款新型高性能超低功耗信号接收器。仿真结果表明,信号接收器在-35～125℃,电源电压2.2～3.5 V的环境下,对幅度大于0.5 m V的信号进行识别和解调,平均功耗达到6μW。该信号接收器与其他电子模块集成到一块芯片,降低了系统成本,推进了TPMS芯片一体化的进程。

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编辑:曹寿平

A new high-performance ultra-low power signal receiver for TPMS

Li Lincong,Shi Juan
(School of Information and Communication Engineering,Guilin University of Electronic Technology,Guilin 541004,China)

In order to adapt to the harsh environment and improve TPMS system integration,a new high-performance ultralow power signal receiver for TPMS is designed.The signal receiver adopts sub-threshold region technology,sleep-wake up mechanism and automatic gain control method to reduce power consumption and improve the signal reception sensitivity. The results show that in the temperature range of-35-125℃and the supply voltage 2.2-3.5 V,the minimum identification signal amplitude is 0.5 m V,the average system power consumption is 6μW.

receiver;ultra-low power;sub-threshold region;automatic gain control

TN433

A

1673-808X(2015)02-0098-07

2014-12-08

国家自然科学基金(11362005)

施娟(1973-),女,广西桂林人,副教授,研究方向为电路与系统、微电子技术。E-mail:shijuan@guet.edu.cn

李林聪,施娟.一款适用于TPMS的新型高性能超低功耗信号接收器[J].桂林电子科技大学学报,2015,35(2):98-104.