李文娜 刘小河 李 萍

（北京信息科技大学自动化学院，北京 100192）

20 世纪80年代以来，出现了各种新型电力半导体器件，随着PWM 技术的发展，特别是在1984年日本学者H.Akagi 等人提出“三相电路瞬时无功功率理论”之后，以该理论为基础的谐波和无功电流检测方法在三相有源电力滤波器中得到了成功的应用，极大的推动了APF 的实用化研究并提高了滤波器的响应速度，促进了APF 的发展。基于瞬时无功功率理论的检测方法[1-5]即p-q 检测法，仅仅适用于三相对称电路。后来经过不断地改进，出现了ip-iq法和dq0 法等。ip-iq检测法的适用范围比p-q 宽，可以应用于不对称电网及电压畸变场合的谐波电流检测，但却无法检测三相电压不平衡电路的无功分量。dq0 检测法可以适用于三相三线制、三相四线制电路，也可用于对称无畸变的情况，还可以用于不对称有畸变的情况[2]，所以本文采取基于瞬时无功功率理论的dq0 检测法。

多电平逆变器的核心就是将母线电压分割成不同的电平，采用相应的PWM 调制策略，使逆变器的输出电压呈现出阶梯波而趋近于正弦波形[6]。多载波调制方法包括：同相层叠法（PD），正负反相层叠法（POD），交替反相层叠法（APOD）[6-8]。前人针对多电平逆变器不同多载波PWM 调制策略已进行了大量研究[6-11]，分析了载波调制度变化对逆变器输出波形的影响：或用仿真和实验验证了三电平NPC 型变流器中采用PD 载波方式比采用APOD方式逆变产生的电压谐波含量低，正弦度更好；或验证了在单相系统中APOD 调制方式最优，在三相平衡无中线系统中，PD 方式更合适。证明了PD 控制策略更适合二极管钳位型三电平变流器。

本文针对有源电力滤波器，比较各种载波方式在三电平NPC 型有源电力滤波器中的作用效果，从补偿后电网侧的谐波含量角度分析各方案的优劣。

1 APF 系统结构

并联型APF 系统的结构图如图1（a）所示，包含系统主电路、电压型APF、非线性负载。负载含有两部分：RL 负载部分及三相不可控整流桥带阻感负载部分，其中整流阻感负载部分整流桥后边接两个RL 电路，RL2 可以通过断路器切断，负载电路如图1（b）所示。

三相三电平二极管钳位型有源电力滤波器结构如图1（c）所示。在任意时刻，有两个开关管导通，逆变器工作情况如下。

图1 APF 系统结构

2 三相APF 控制方法

谐波补偿技术原理[9]是：将计算出的参考指令电流信号ic*与检测到的补偿电流ic相减得到差值Δic，然后利用矫正环节对差值 Δic进行控制，再通过PWM 调制输出。因此，谐波补偿技术可以分为两部分：谐波跟踪控制算法、PWM 调制技术。

电流跟踪控制算法包括：滞环控制、单周期控制、PI 控制、重复控制、无差拍控制、模糊控制、预侧控制、状态空间矢量控制等等。由于PID 控制原理简单且易于实现、适用面广范、控制参数相互独立且参数的选定比较简单、使用中不需精确的系统模型等优点，本文采用PI 控制，将差值 Δic通过PI 控制器，PI 输出值与载波比较，得到控制IGBT的驱动信号。

图2为三相并联APF 控制策略图，谐波检测部分检测出负载电流中的谐波电流ic*，即指令电流信号，与逆变器输出电流ic比较，差值经过PI 控制器输送给PWM 调制器，生成IGBT 的驱动信号控制逆变器输出，从而实现非线性负载的电流与系统电源侧隔离。Vdc和Vdc*为逆变器直流侧的实际电压与参考电压，采用PI 控制器调节实现直流侧电压平衡。

图2 三相并联型APF 控制策略

2.1 谐波电流检测方法

dq0 检测法的原理如图3所示。首先，将检测到的三相电网电压Vs_abc输入到三相锁相环（Phase-Locked Loop，PLL），由PLL 得出电压Vs_a的基波正序角速度ω，然后ω经过正、余弦信号发生电路，得到与之对应的正余弦信号sinωt和cosωt。ic_abc*为检测出的三相谐波电流。当需要补偿无功电流时，将iq通道断开；当补偿不对称分量时，将i0通道断开。该方法不仅简化了对称无畸变情况下的检测，并且适用于不对称有畸变情况下的谐波检测[9]。

其中abc/dq0 的变换为

图3 dq0 法谐波检测原理图

2.2 载波

三电平逆变器的载波调制策略分为：基于多载波的单极性调制策略、基于单载波的双极性调制策略[5]。以往的论文中大多采用双极性调制方式，或对5 电平及以上电平采用多载波调制方法[3-7]，由于多载波PWM 调制技术具有在较低的开关频率下实现波形谐波失真小、电压变化率低等优点[6]，本文对三电平有源电力滤波器采用多载波调制方式中的同相层叠法，波形如图4（a）所示。并在后边通过仿真实验与采用相邻两个载波相位相反的反相层叠法（APOD）（图4（b））、双极性调制方式（图4（c）） 作对比，证明此载波方法对于三电平APF 可以达到更好的控制效果。

图4 三种控制方法

调制原理：零轴以上载波与调制信号比较，控制开关管VT1 通断，零轴以下载波与调制信号比较，控制开关管VT2 通断；VT1 和VT3 的触发脉冲信号相反，VT2 和VT4 的触发脉冲信号相反；当调制信号波形高于上三角载波时，开关管VT1 导通，VT3断开，VT2 导通，VT4 断开，若低则相反；当调制信号波形高于下三角载波时，开光VT2 导通，VT4断开，VT1 断开，VT3 导通，若低则相反。

3 仿真结果与分析

为了检测APF 的补偿性能，采用Matlab 仿真来验证本文控制策略的可行性。仿真电路如图5所示。

图5 系统仿真电路图

APF 系统运行前，先对逆变器直流侧电容进行反向充电，使直流侧电压升至参考电压。APF 开关频率fs=2kHz；RL 负载参数：有功P= 50kW ，感性无功Q= 50kvar；整流电路负载：R1=R2= 2.2Ω，L1=L2= 0.02H；RC 滤波参数：R=1Ω，C= (5e- 4)F；直流侧电压软启动电路电阻R= 50Ω；交流侧电感L= 0.1mH；电流PI 控制参数：kp=25，ki= 351680；直流侧电压PI 控制参数：kp=1，ki=50。

3.1 不同负载时补偿情况分析

1）负载电路如图1（b）所示，当整流电路只有负载RL1 投入运行时，检测谐波电流、补偿电流情况如图6（a）所示：虚线为检测谐波电流，实线为补偿谐波电流。

2）当在0.1s 时加入负载RL2，同时补偿整流电路负载RL1 和RL2 时。谐波检测、补偿情况如图7（a）所示。虚线为检测谐波电流，实线为补偿谐 波电流。可以看出，加入负载2 后，谐波电流变大，而且到0.13s 时，即只用了0.03s 时间，APF 输出就迅速跟踪上了谐波电流。

图6 只有负载RL1 投入运行

表1 只有负载RL1 投入运行时补偿情况（PD）

图7 负载全部投入运行

表2 负载全部投入运行时补偿情况（PD）

3.2 不同载波情况比较

1）在负载全部投入运行的情况下，使用如图4（c）所示双极性调制方式与调制信号比较控制APF运行，对补偿后电网侧电压、电流波形进行FFT 分析得到表3。

表3 负载全部投入运行时补偿情况（双极性）

与本文所采用的PD 载波信号补偿后所得表2电网侧电压、电流THD比较可知，采用同相层叠法控制APF 补偿后电网侧电压畸变率比双极性调制方式低0.04%左右，电流畸变率低0.14%左右，谐波畸变率更低，效果更好。

2）当载波采用如图4（b）所示的正负反相层叠法时，在负载为全部投入情况下对其谐波补偿后，电网侧电压电流波形THD含量见表4。

表4 负载全部投入运行时补偿情况（APOD）

比较可知，采用反相层叠法时，滤波后电网侧电压、电流THD比同相层叠法高，但比双极性调制低。结果证明三电平有源电力滤波器控制中，载波采用同相层叠法比反向层叠法及双极性调制方式更优越。

4 结论

本文在dq0 坐标系下设计了基于PI 控制器的并联型APF。首先在改变负载投入运行的情况下，APF都能够很好的补偿电路谐波，验证了该控制策略的有效性。其次对比有源电力滤波器在不同载波情况下补偿后电网侧的电压电流谐波畸变率可知，本文选用的PD 载波方式补偿后电网侧电压电流THD 比APOD 方式及双极性调制方式低，达到了更好的控制效果。同时，此种变负载的补偿方式，也相当于在电网所连接的公共耦合点进行补偿，可以达到很好的补偿效果，满足电网要求。

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