李彬彬，周少泽，徐殿国

（哈尔滨工业大学电气工程学院，哈尔滨150001）

模块化多电平变换器与级联H桥变换器在中高压变频器应用中的对比研究

李彬彬，周少泽，徐殿国

（哈尔滨工业大学电气工程学院，哈尔滨150001）

级联H桥型变换器CHB（cascaded H-Bridge）由于其笨重、复杂的多绕组移相变压器，限制了其向更高电压/功率等级电机驱动中应用。而模块化多电平变换器MMC（modular multilevel converter）的拓扑结构相比CHB可省去其笨重、复杂的移相变压器，因而更希望能够采用MMC来实现更紧凑、更灵活的电机驱动解决方案。但需要指出，MMC与CHB实际上存在很多不同之处，至今还没有文献对这两种拓扑各方面性能进行过系统的比较。为此，文中首次详细对比了MMC与CHB在电路结构、工作原理、元件数量、PWM调制方法、谐波性能等方面的优缺点，并探讨了MMC在电机驱动应用中需要面对的电容电压平衡问题、环流问题、启动预充电问题、以及低频运行时的电容电压波动等问题，并给出了相应的解决方法与一些基本的实验验证，旨在为模块化多电平换流器在电机驱动应用中的推广提供一点抛砖引玉的作用。

模块化多电平变换器；级联H桥变换器；中压变频；PWM调制；启动预充电；能量回馈；低频运行

引言

在20世纪90年代，美国Robicon公司（现已被西门子公司收购）推出了一种名为“完美无谐波（perfect harmony）”的高压大功率电压源型逆变器［1］即级联H桥型变换器CHB（cascaded H-bridge），并获得了巨大的成功，由于CHB具有输出电压多电平、低dv/dt、可使用低压功率器件、较低的开关频率、简单的冗余机制、维护方便等诸多优点，成为了当今高压电机驱动的主流拓扑结构之一。CHB另一个主要特征是需要一个移相变压器来为每个子模块提供隔离的直流电源，同时通过移相来保证网侧的功率因数、降低电流谐波。但是这移相变压器的使用有诸多的缺点：变压器内部环流大、发热高；效率低；噪声大；体积笨重；运输困难；成本高昂；制作工艺复杂等，限制了CHB在更高电压/功率等级中的应用。

2003年，Marquardt教授提出了另一种高压大功率逆变器，名为模块化多电平变换器MMC（modular multilevel converter）［2］，其拓扑结构如图2所示。经过几年的发展，目前MMC已经成为各国电力电子领域研究的热点课题，并在柔性直流输电领域中获得了广泛的应用，极大地推动了离岸风力发电的发展［3-5］。与此同时，人们也开始研究能否把MMC应用到高压电机驱动当中。相比CHB，MMC不但保留了其大部分优点 （例如多电平电压输出、模块化、安装维护容易），更重要的是，它取消了CHB中笨重昂贵的移相变压器，可直接通过公共直流母线供电，使得系统整体结构灵活简单，扩展容易，应用的电压/功率等级不再受限制。

然而，目前人们对MMC的研究还主要集中在直流输电领域，对MMC应用在电机驱动中的诸多特性以及存在的问题仍不甚了解。而且也没有文献对CHB与MMC进行过系统的比较，两种拓扑在各种性能上孰优孰劣仍不可知。为此，本文首次从元件数量、参数大小、PWM调制、控制、启动、能量回馈等诸多方面对两者进行了详细的比较，同时指出了MMC特有的一些问题以及可能的解决方案。（注：由于CHB的工作原理与工作波形已被人们所熟知，为了节省篇幅，本文只对MMC进行了详细的分析与实验。而对CHB的原理则不再赘述，而是直接给出结论。）

1 工作原理与元件数量对比

1.1 工作原理对比

级联H桥型变换器电路结构如图1所示，模块化多电平变换器电路结构如图2所示。图中，变换器的输出电压电流分别为uoj与ioj（其中j=A,B,C）。对于CHB，每个桥臂的电压与电流即为输出的电压电流，每个子模块为全桥电路结构，输出电压为uoj/NCHB，其中NCHB为CHB每个桥臂中包含的子模块个数。

图1 级联H桥型变换器电路结构Fig.1 Circuit configuration of the CAB

图2 模块化多电平变换器电路结构Fig.2 Circuit configuration of the MMC

而对于MMC，其每一相包含上下两个桥臂，每个桥臂电压、电流分别表示为

式中：Udc为直流母线电压；而ioj为桥臂环流，可定义为

则每个子模块的输出电压为uu（w）j/NMMC，其中NMMC为MMC每个桥臂中包含的半桥子模块个数。

原理上，CHB是通过移相变压器来为每个子模块独立供电，而MMC则是利用上下桥臂间的能量交换直接从直流母线获得能量，因此只需在电网侧采用传统的12（或24）脉波整流器。且由于绕组个数很少，变压器可放置在离MMC功率单元较远的位置，甚至可以放置在室外。

1.2 元器件数量对比

为方便对比CHB与MMC的元件数量，假设两种拓扑结构的子模块额定电压相等，即每个子模块电容器的额定电压均为UC。同时两者的输出电压、功率等级也完全相同，即uoj与ioj也相等。

设调制比为m。由于CHB每个子模块输出电压可正可负，则每一相所需的子模块个数为

式中，Uo为输出相电压的幅值。

而对于MMC，每个桥臂所需的子模块个数为

而总的一相所需子模块个数为2NMMC=4NCHB，即MMC所需子模块数目为CHB的4倍。在此基础上，对这两种拓扑总的（三相）所需元器件数目进行了对比，如表1所示。由表可见，MMC是以增加IGBT数目为代价来省去CHB中的移相变压器的。且MMC需要在每个桥臂上串联一个电感器L来缓冲上下桥臂间的电压差。但对于电机驱动应用中可将上下桥臂电感制作成一个耦合电感，从而使所需电感器的数目减半［5］。

需要特别指出，表1是基于两种拓扑中子模块电压等级相等的情况下给出的，目的是为了能直观地对这两种拓扑进行比较。但实际应用中CHB与MMC应根据各自的电压电流应力、谐波特性、合适的功率器件等因素综合来确定各模块的电压等级，因而实际的对比结果会有些不同。

表1 CHB与MMC元件数量对比Tab.1 Comparison of compoments number between CHB and MMC

2 PWM调制对比

PWM调制策略的选择对于多电平型变换器的电压谐波性能与电容电压平衡控制都有直接的影响。由于CHB与MMC都属于模块化型变换器，采用载波移相调制PSC-PWM（phase shifted carrier）方法将具有诸多优点，例如：

（1）电压电流应力能够自动均匀分布在各个子模块当中，因此所有功率元件的工作特性与损耗发热可保持一致，电容电压的平衡控制也容易实现；

（2）输出电压波形具有很低的THD和很高的等效开关频率，且此等效开关频率固定，不会随调制比的变化而改变；

（3）与主电路的模块化结构一致，PSC-PWM中每个三角载波信号对应其中一个子模块，从而调制信号也具备模块化的特点，应用灵活，扩展方便。

2.1 PWM谐波含量对比

对于CHB，PSC-PWM是最流行的调制方法。其最优载波移相角选取规则为180°/N，即令同一相的N各载波信号均匀分布，此时输出电压的等效开关频率可达2N倍的开关频率［6-7］，即最低次谐波分布在2Nfc频率附近，其中fc为每个IGBT的开关频率。

PSC-PWM在MMC中的应用示意如图3所示。图中，MMC每个桥臂的N个子模块分别对应一个三角载波（频率为fc），且N个三角载波分别依次相移360°/N以获得最佳的谐波消除特性。

图3 MMC的载波移相调制示意Fig.3 Sketch map of MMC phase-shifted carrier PWM（PSC-PWM）

定义上下桥臂间载波的移相角为θ，则依据上下桥臂间的对称性，θ可选择的范围为

θ的选取将对MMC的谐波性能产生显著的影响。

MMC输出电压的傅里叶形式［8］为

式中：ωc为三角载波的角频率；k与调制比m主要定义为载波次谐波（k=1,2,…）；n为参考信号次谐波（n=-∞,…,-1,0,1,2,…），Jn（x）为以x为变量的n次贝塞尔函数。

为了使输出电压含有更高的等效开关频率和更低的谐波含量，依据式（6）和图3，MMC的最优移相角θ应选取为

此时，输出相电压可简化为

由式（8）可见，此时输出相电压的谐波中，最低次谐波频率也同样可上升到2Nfc。

实验验证推导的MMC最优载波移相角选取，即式（7）。其中MMC每个桥臂有2个子模块（N=2），每个子模块电容电压UC=50 V，载波频率fc=1 kHz。移相角分别为θ=0°与θ=90°（最优移相角）时的实验结果如图4所示。由图可见当选择最优移相角时MMC的输出电压谐波为4 kHz即2Nfc。

2.2 输出电压电平数对比

对于CHB，当选择180°/N的移相角时，其输出相电压的电平数为2N+1。同样，当MMC按式（7）选取移相角时，其输出相电压电平数同样可达2N+1，本质是因为此时上下桥臂中所有子模块的开关均相互错开，如图4（b）所示。

图4 MMC的载波移相调制实验波形Fig.4 Experimental waveforms of MMC applying PSC-PWM

3 控制问题对比

CHB由于采用移相变压器对每个子模块提供稳定的直流电压，因而控制简单。但MMC则是通过上下桥臂间的能量交换来保证能量的稳定，相比CHB存在许多特殊的控制问题。为保证其稳定运行，必须要采取合适的控制策略来对这些问题加以控制。

3.1 电容电压平衡控制

CHB中每个子模块的电容器均被移相变压器的电压钳住，因而电压将始终保持稳定。但MMC中各子模块电容器是悬浮的，由于各子模块间的参数不同、充放电不均匀、能量消耗不等、电容值差异等原因很容易造成子模块间电容电压的不平衡。若不加以控制，该不平衡会造成MMC的工作不稳定，甚至会危害元器件的安全。

目前对于MMC的电容电压平衡控制方法主要可分为两类。一类控制方案是基于排序的方法［2,4,10,11］实现，即通过将多有子模块的电容电压进行比较排序后，根据当前桥臂的电流方向并结合所采用的PWM调制方法，来选择需要投入的模块。然而此类电容电压平衡控制会造成各子模块间功率元件开关应力不均衡（因为某个子模块投入与否是由电容电压决定的），且当模块数目较多时，排序所需的运算量较大。另一类控制方案是基于调整每个子模块的参考信号来实现［12］，这类方法需要基于载波移相调制方案，可以使每个模块均可独立控制，且各子模块间的开关应力均衡，因而非常适合于电机驱动应用中采用。

MMC电容电压平衡控制的实验结果如图5所示，包括一相中6个子模块的电容电压。实验中每个桥臂含3个子模块（N=3），直流母线电压Udc=300 V，每个子模块额定电容电压为100 V，在其中一个子模块电容器上并联电阻以创造功率不平衡条件。由图5可见，在0.4 s之前各子模块之前电容电压间存在着非常大的不平衡（最大电压差达160 V），而在施加平衡控制后，电容电压逐渐收敛到其额定电压100 V，并保持稳定。

图5 MMC电容电压平衡控制实验波形Fig.5 Experimental waveforms with MMC capacitor voltages balancing control

3.2 启动预充电控制

在CHB与MMC启动运行前，必须对其各个子模块的电容进行预充电。否则在换流器启动的瞬时将造成严重的浪涌电流，很容易损坏IGBT等功率元件，甚至会造成整个换流器的停机故障。对于CHB的预充电，只需在移相变压器的初级侧串联几个启动电阻，通过电阻的限流作用即可实现各子模块电容器的平稳充电。

对于MMC，同样可在其直流母线上串联一个启动电阻进行不控预充电，其过程示意如图6所示。但需要指出，由于MMC每一相共有2N个子模块在充电回路中，不控充电下子模块的电容电压最多可充电为

图6 MMC不控充电过程示意Fig.6 Sketch map of non-controlled charging process of MMC

而对于稳定运行的MMC，其子模块电容器额定电压UC应为直流母线电压的1/N，即Udc/N。因此式（9）可改写为

可见，MMC在不控充电过程中，子模块电容电压只能达到额定值的1/2。而且如果系统中还有备用模块的话，该电容电压还会更低。

由于MMC无法从不控充电过程达到额定电压，因此必须要采取进一步的充电控制。本文提出的启动充电方法的核心思想是通过闭环控制来限定一个恒定的冲电电流，从而缩短启动时间并消除浪涌电流［13］。以A相为例如图7所示，本文提出的直流侧启动充电控制方法。采用PI控制器调节子模块的输出电压以控制环流icA为恒定。另外，直流母线电压作为前馈补偿加入到PI控制器的输出。

图7 MMC启动预充电控制方法Fig.7 Control method of MMC start percharge

MMC启动预充电实验结果如图8所示，其中启动充电电流指令IC-dc设置为1 A。每个桥臂含3个子模块（N=3），直流母线电压Udc=450 V，因此每个子模块的额定电容电压为150 V。起先，电容电压通过不控充电过程仅能达到80 V。当使能所提出的直流侧启动控制方案后，桥臂电流iuA与iwA稳定在1 A，且不含任何的浪涌电流，各子模块电容器得以线性充电。当子模块电容电压充满至150 V后，MMC平稳切换至稳定运行状态。整个过程的充电时间仅为0.19 s。

图8 MMC启动预充电实验结果Fig.8 Experiment results of MMC start percharge

3.3 环流控制

桥臂环流的存在也是MMC特有的问题。由于子模块电容电压的波动作用在桥臂缓冲电感上，使得环流中包含了一系列的低频交流谐波成分［14］，环流谐波将导致桥臂电流发生畸变、增加损耗，并增大功率开关器件所承受的电流应力。

由文献［13］可知，环流谐波成分包含一个直流成分和多个的偶次交流成分，即

式中：Icj,0为直流成分；Icj,k为k次环流谐波的幅值；ω0为基波角频率；φk为相位角，k为偶数。因此环流的控制目标，就是要尽可能消除这些偶次谐波以得到一个仅含直流成分的环流。

由于要同时抑制2，4，6，…偶次谐波成分，一种方法是采取多个比例谐振控制器（PR）并联［15-16,22］，对每一次环流的谐波成分都设计一个谐振控制器，这使得控制器参数复杂。相比之下，由于重复控制（repetitive control）本身具备无静差跟踪周期性信号的能力，因而非常适合对环流进行控制［17］。

采用重复控制的环流控制器控制框图如图9所示。图中e-sT为周期时间延迟环节，用来产生交流信号在控制系统中的内部模型；Q（s）为保证控制系统稳定性的低通滤波器；C（s）为弥补控制系统幅值和相角的补偿器。

图9 基于重复控制的环流抑制方法Fig.9 Circulating current control method based on repetitive control

假设Q（s）和C（s）均为1，则理想的重复控制器为

式中：ω=2π/T；k为整数。可见，重复控制器本身就是由一个积分调节器和一系列谐振控制器组成的，因此该控制器理论上可以在直流信号和多个谐振频率处均获得无穷大的增益，恰好能够用来跟踪环流中的直流成分并抑制环流中的偶次谐波成分。

实验研究验证基于重复控制的环流抑制效果，实验结果如图10所示。图10（a）中传统PI电流控制下环流中明显包含2、4、6次谐波成分，这是源于PI控制器在谐波频率处增益有限导致的。而对于重复控制，其波形如图10（b）所示。由图可见，因为重复控制在各谐波频率处均获得很高的增益，因而环流中各次谐波均得到了明显抑制。

图10 MMC环流抑制实验结果Fig.10 Experimental results of MMC circulating current suppression

3.4 电容电压波动抑制

最制约MMC广泛应用的一个瓶颈问题是在每个子模块中都需要采用大量的电容器作为功率支撑元件，以保证MMC满载运行时其电容电压的波动不超出允许范围。随着电机转速的降低，电容电压的波动将变得越大［18］。在实际应用中，这些大容量电容器将占据每个子模块中大部分体积，同时也导致系统成本大为增加。因此，如何降低MMC所需电容器的容量成为了制约模块化多电平换流器降低成本、增强可靠性、以及推广其在高压电机变频调速领域中应用的关键问题。

目前唯一有效的解决办法是通过在MMC输出电压中加入高频的共模电压，同时在桥臂环流中引入相同频率的环流，使MMC上下桥臂间形成新的功率交换途径，从而令电容器能够以更高的频率进行充放电，最终降低了电容电压的波动［19-21］。

对此，本文进行了实验研究，其中MMC每桥臂含3个子模块，子模块电容量C=1 867 μF，每个子模块电容电压UC=180 V，直流母线电压540 V，基频频率为5 Hz，注入频率为100 Hz，采用梯形波环流注入方式，实验结果如图11所示。由图可见，采用高频注入后电容电压的波动得到了显著降低。但MMC电容电压波动的降低是以大幅增加环流电流幅值为代价获得的。

图11 MMC子模块电容电压波动抑制实验结果Fig.11 Experimental results of MMC submodules capaciter voltages suppression

高频环流的注入不仅会增大MMC中IGBT的电流应力、增大损耗，同时还会造成子模块电容器的发热、缩短使用寿命。另一方面，MMC交流侧共模电压的引入还可能会对电机轴承造成伤害。因此，关于MMC电容电压波动抑制的技术还有待进一步研究完善。

4 能量回馈应用对比

对于需要能量回馈的应用，CHB需要将每个子模块中的二极管不控整流器变换为PWM整流电路，如图12所示。

相比之下，MMC由于其自身具备的直流母线结构使其能量回馈简单，只需要2个MMC构成背靠背连接即可（如图13（a）所示），甚至可构成多个电机驱动系统共直流母线的结构（如图13（b）所示）。

图12 具有能量回馈功能的CHB子模块结构Fig.12 CHB submodule configuration with energy feedback function

图13 具有能量回馈功能的MMC结构Fig.13 MMC configuration with energy feedback function

4 结语

在中高压电机变频器领域中，级联H桥变换器CHB存在的各种缺点主要是归咎于其移相变压器的使用。而模块化多电平变换器MMC能将这个移相变压器省去，有助于提高整机的效率，方便扩展，且安装运输简单，模块数目不受限，从而能够取代性能较差的LCC型变换器，来驱动更高电压/功率等级的电机。

但MMC相比CHB存在一些特有的控制问题，需要在实际应用中加以注意，例如电容电压的平衡问题、环流问题、启动预充电问题、电容电压波动问题等。其中尤其是电容电压的波动问题，现有抑制方法仍存在一定的问题，尚需进一步研究改进。总体而言，MMC在高压大功率电机驱动领域中非常有前景。

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Comparative Study About Application of Modular Multilevel Converter and Cascaded H-bridge in Medium-high Voltage Converter

LI Binbin,ZHOU Shaoze,XU Dianguo
（School of Electrical Engineering and Automation,Harbin Institute of Technology,Harbin 150001,China）

Cascaded H-bridge converter（CHB）is limited its application to a higher voltage and power level motor drives due to its bulky,complex multi-phase-shifting transformer winding.The modular multilevel converter（MMC）eliminates the need for the complex phase-shifting transformer,so it begins to want to use MMC to achieve a more compact, more flexible motor drive solution.It is necessary to emphasize that there are many differences of MMC and CHB,yet no one has made systematic comparison about them.This paper firstly detailed the merit and demerit of MMC and CHB in circuit structure,operating principles,quantity of components,PWM modulating methods,harmonic characteristics etc. Also,this paper will discuss the problem of voltage balance of the capacitor,the circulation,precharge,the voltage fluctuation when operating under low frequency etc.In the end,the papaer puts forward solutions against these problem with proper verification in order to draw more attention to the popularize of MMC in the field of motor drive.

medium-high voltage conversion;cascaded H-bridge middle-voltage conversion;PWM modulation; precharge;energy-feedback;performance in low frequency

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.6.9

：TM 46

：A

2015-08-05

国家自然科学基金重点项目（51237002）；国家自然科学基金面上项目（51477034）

Project Supported by the State Key Program of National Natural Science Foundation of China（51237002）;National Natural Science Foundation of China（51477034）