王文涛+鲁金钿+彭瑞

摘 要： 在此实现了基于LM3S?811的高频逆变器，整个系统包括辅助电源、推挽升压、全桥逆变、SPWM产生、过流保护以及低通滤波等模块。DC 12 V低压直流经过挽推升压转换为高频方波，再经过变压器升压和整流、滤波转化为DC 300 V。推挽模块用SG3525驱动MOSFET得到高压直流电，再经过LM3S?811产生SPWM波驱动全桥逆模块并结合低通滤波、输出过流保护得到工频AC 220 V，输出功率可达240 W。该系统具有体积小、输出稳定等优点。

关键词： 逆变器； LM3S?811； SPWM； 挽推升压； 全桥逆变； 过流保护

中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）15?0110?03

Design of uniphase inverter based on LM3S?811

WANG Wen?tao， LU Jin?dian， PENG Rui

（College of Computer Science， South?Central University for Nationalities， Wuhan 430074， China）

Abstract： The high frequency inverter based on LM3S?811 was realized with the design. The whole system is composed of auxiliary power supply， push?pull booster， full?bridge inverter， SPWM wave generator， over?current protection module， low pass filtering module， etc. 12 V DC is converted into a high frequency square wave by push?pull booster， and then is converted into 300 V DC by transformer boosting， rectification， filtering. SG3525 is used in the push?pull module to drive MOSFET for getting high voltage DC. LM3S?811 is used to produce SPWM wave for driving the full?bridge inversion module， and is combined with low pass filtering and output over?current protection to get 220 V AC power frequency. Its output power is up to 240 W. This system has the advantages of small volume and stable output.

Keywords： inverter； LM3S?811； SPWM ； push?pull boosting； full bridge inversion； over?current protection

逆变器出现于20世纪60年代，随着社会、计算机技术和各种新型功率器件的飞速发展，逆变器得到广泛的应用，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。舰船以及飞行器，在太阳能及风能发电领域，逆变器有着不可替代的作用。功率器件的迅速发展，相继出现了电力晶体管（GTR）、可关断晶闸管（GTO）、功率场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极性晶体管（IGBT）等等，这些可关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能。本文采用电压脉宽型PWM控制芯片SG3525，以及高压悬浮驱动器IR2110，用功率开关器件MOSFET方案实现高频逆变电源。另外，直接利用LM3S?811内部带死区可调PWM模块，相对单片机来说，编程更加简单，使整个系统结构简单，并实现了系统的数字智能化。

1 设计方案

1.1 总方案

系统主要包括推挽升压电路、全桥逆变电路、SPWM波产生电路、保护电路和辅助电源。DC 12 V经过推挽和高频整流得到高压直流电，在经全桥DC?AC逆变和低通滤波输出工频AC 220 V。框图如图1所示。

图1 总方案流程

1.2 DC?DC方案

对于半桥转换器，可以选择耐低压MOSFET，但是必须能承受较大的电流值，如此容易烧坏管子；而推挽转换器，则需要选择较高电压值，截止时候需承受2倍供电电源压值也就24 V，一般MOSFET都可以满足需求。本系统输入DC 12 V，但是电流高达25 A，所以选择推挽式转换器。

1.3 变压器后级整流方案

变压器后级整流常用的有全波和全桥整流两种方案。全波整流方案，二极管关断时承受的反压比电压幅值高出一倍，对管子耐压值要求很高，且变压器二次绕组有中心抽头，制作工艺比较复杂。全桥整流方案，二极管断开时承受的反压为交流幅值，且变压器绕组结构简单。因为逆变后电压较高，对管子耐压要求较高。为了减少工艺制作复杂度，选择全桥整流方案。

1.4 SPWM产生方案

SPWM产生可以通过硬件法和软件法。可想而知，硬件法设计既复杂又不方便测试，所以选择软件法，利用LM3S?811内部带死区可调的PWM模块直接生成SPWM波。因频率较高，故将50 MHz设置为 LM3S?811内部锁相环模块系统时钟，利用定时中断按时到按正弦规律变化的表中查询改变输出脉宽。

图2 SPWM产生流程

2 理论设计

2.1 变压器设计

变压器是利用磁感应的原理来工作的，它的分类很多，有电压型、电流型、阻抗型等。但基本组成基本一致：初级线圈、次级线圈和磁芯，线圈匝数计算如下：

初级绕组匝数：

[N1=（Vi×104）（4fs?Bm?Ae）=1.41≈2]

次级绕组匝数：

[N2=（N1?Vo）Vi=50]

根据需要，求出磁芯窗口面积[Aw]与磁芯有效截面积[Ae]的乘积[Ap，]根据[Ap]值，选择磁芯。输出240 W，效率为80%时逆变器输入端[Pi=]300 W，则输出功率[Po=]1.06×300=318 W（变压器功率预留0.06的裕度）。在变压器用于推挽变换电路当中，由：

[Ap=（po?δ）（ηKBmJfs）×104]

以上公式中[J=]400 A/cm4，[K=]0.4，[Bm=]0.2，[η=]0.8，[δ=]0.8，频率[fs=]60 kHz，得[Ap=]1.869 cm4，故磁芯选择ER35（[Ap=AeAw=]2.332 6>1.869），材质选择PC40。

2.2 LC低通滤波设计

在逆变器的输出端加了LC滤波器得到正弦交流信号，滤波器的截止频率[f]定为1.2 kHz，由：

[f=1（2πLC）]

计算得电容应选择[C=3.3] μF，电感[L=]4.7 mH。

3 电路与程序设计

3.1 挽推升压电路设计

本模块由SG3525产生两路互补带死区的PWM波驱动IRF3205，为了消除输出的尖峰电压，所以在SG352513脚处加一个小电容104。两个开关管经过变压器中心端交替导通。电路中整流二极管也是轮流导通的，滤波电感[L]为负载提供电流同时给电容[C4]充电。电路如图3所示。

3.2 全桥逆变

用LM3S?811产生的SPWM波通过IRF2110驱动IRF640，IRF2110驱动功率器件工作。这个电路不像以往需要多个独立电源供电来驱动4个管子只需要一个供电电源即可。由于CMOS管导通时间小于其截止时间，IRF640交替导通的瞬间，在桥路中发生短路现象，所以在4个MOS管的驱动端都并联上二极管IN4148以加快对电流的吸收从而达到加速截止的效果。为了避免交替导通瞬间尖峰电压击穿开关管。所以在电路中添加了有缓冲作用的二极管（IN4007）、电容（104）。逆变电路如图4所示。

3.3 辅助电源

本模块从P4输入市电，然后经过二极管整流、电容滤波和稳压管LM7805，LM7912得到系统所需的低压值，辅助电源电路如图5所示。电路中，P1，P3为输出，P2与输入共地。

4 测试结果分析

（1） 通过对LM3S?811编程，设置其输出端PB0和PB2为两路带死区互补SPWM波的输出端并把SPWM波输入IR2110逆变电路，测试IR2110输出端波形，结果如图6所示。

（2） 系统通电后，在前级输入端加表1中输入（用KPS3030DA稳压电源输入），在输出端用4位半数字万用表 （MY65）测试，然后计算效率，结果见表1。

表1 效率测试

[占空比 /%＼&[Vi ]/V＼&[Ii ]/A＼&[Vo ]/V＼&[Io ]/A＼&[η] /%＼&30＼&11.8＼&22.6＼&176＼&1.26＼&83＼&40＼&12.0＼&23.24＼&198＼&1.16＼&82＼&50＼&11.9＼&25.1＼&218＼&1.09＼&79＼&]

图6 SPWM测试波形

经过实际的测试发现，IR2110输出端波形较为规则，受功率器件的影响较小。系统能很好地完成DC 12 V到AC 220 V/50 Hz的逆变且效率能达到79%以上。测试结果较理想。

5 结 语

结果表明，本设计总方案是可行的，验证了理论计算的正确性。这个系统输出功率在240 W左右（器件损耗会影响功率），通过测试发现其效率可达80%，并且体积较小。它制成商品后可用于车载电源、为小家电供电等。不过本系统也存在一些不足之处，比如：由于多次修改电路布局造成功率器件的损耗，理论计算所得的结果与实际测试结果存在一定的误差，变压器制作工艺比较粗糙。这些都是需要改进的地方。

参考文献

[1] 魏伟，胡玮，王永清.嵌入式硬件系统接口电路设计[M].北京：化学工业出版社，2010.

[2] 梁适安.开关电源理论与设计实践[M].北京：电子工业出版社，2013.

[3] 陈永真，孟丽囡.高效率开关电源设计与制作[M].北京：中国电力出版社，2008.

[4] 来清民，来俊鹏.ARM Cortex?m3嵌入式系统设计和典型实例[M].北京：北京航空航天大学出版社，2013.

[5] 刘凤君.环保节能型H桥及SPWM直流电源式逆变器[M].北京：电子工业出版社，2010.

[6] 杜春雷.ARM体系结构与编程[M].北京：清华大学出版社，2003.

[7] 黄智伟.全国大学生电子设计竞赛系统设计[M].北京：北京航空航天大学出版社，2006.

[8] 忠炎平.电力电子电路设计[M].武汉：华中科技大学出版社，2010.

图2 SPWM产生流程

2 理论设计

2.1 变压器设计

变压器是利用磁感应的原理来工作的，它的分类很多，有电压型、电流型、阻抗型等。但基本组成基本一致：初级线圈、次级线圈和磁芯，线圈匝数计算如下：

初级绕组匝数：

[N1=（Vi×104）（4fs?Bm?Ae）=1.41≈2]

次级绕组匝数：

[N2=（N1?Vo）Vi=50]

根据需要，求出磁芯窗口面积[Aw]与磁芯有效截面积[Ae]的乘积[Ap，]根据[Ap]值，选择磁芯。输出240 W，效率为80%时逆变器输入端[Pi=]300 W，则输出功率[Po=]1.06×300=318 W（变压器功率预留0.06的裕度）。在变压器用于推挽变换电路当中，由：

[Ap=（po?δ）（ηKBmJfs）×104]

以上公式中[J=]400 A/cm4，[K=]0.4，[Bm=]0.2，[η=]0.8，[δ=]0.8，频率[fs=]60 kHz，得[Ap=]1.869 cm4，故磁芯选择ER35（[Ap=AeAw=]2.332 6>1.869），材质选择PC40。

2.2 LC低通滤波设计

在逆变器的输出端加了LC滤波器得到正弦交流信号，滤波器的截止频率[f]定为1.2 kHz，由：

[f=1（2πLC）]

计算得电容应选择[C=3.3] μF，电感[L=]4.7 mH。

3 电路与程序设计

3.1 挽推升压电路设计

本模块由SG3525产生两路互补带死区的PWM波驱动IRF3205，为了消除输出的尖峰电压，所以在SG352513脚处加一个小电容104。两个开关管经过变压器中心端交替导通。电路中整流二极管也是轮流导通的，滤波电感[L]为负载提供电流同时给电容[C4]充电。电路如图3所示。

3.2 全桥逆变

用LM3S?811产生的SPWM波通过IRF2110驱动IRF640，IRF2110驱动功率器件工作。这个电路不像以往需要多个独立电源供电来驱动4个管子只需要一个供电电源即可。由于CMOS管导通时间小于其截止时间，IRF640交替导通的瞬间，在桥路中发生短路现象，所以在4个MOS管的驱动端都并联上二极管IN4148以加快对电流的吸收从而达到加速截止的效果。为了避免交替导通瞬间尖峰电压击穿开关管。所以在电路中添加了有缓冲作用的二极管（IN4007）、电容（104）。逆变电路如图4所示。

3.3 辅助电源

本模块从P4输入市电，然后经过二极管整流、电容滤波和稳压管LM7805，LM7912得到系统所需的低压值，辅助电源电路如图5所示。电路中，P1，P3为输出，P2与输入共地。

4 测试结果分析

（1） 通过对LM3S?811编程，设置其输出端PB0和PB2为两路带死区互补SPWM波的输出端并把SPWM波输入IR2110逆变电路，测试IR2110输出端波形，结果如图6所示。

（2） 系统通电后，在前级输入端加表1中输入（用KPS3030DA稳压电源输入），在输出端用4位半数字万用表 （MY65）测试，然后计算效率，结果见表1。

表1 效率测试

[占空比 /%＼&[Vi ]/V＼&[Ii ]/A＼&[Vo ]/V＼&[Io ]/A＼&[η] /%＼&30＼&11.8＼&22.6＼&176＼&1.26＼&83＼&40＼&12.0＼&23.24＼&198＼&1.16＼&82＼&50＼&11.9＼&25.1＼&218＼&1.09＼&79＼&]

图6 SPWM测试波形

经过实际的测试发现，IR2110输出端波形较为规则，受功率器件的影响较小。系统能很好地完成DC 12 V到AC 220 V/50 Hz的逆变且效率能达到79%以上。测试结果较理想。

5 结 语

结果表明，本设计总方案是可行的，验证了理论计算的正确性。这个系统输出功率在240 W左右（器件损耗会影响功率），通过测试发现其效率可达80%，并且体积较小。它制成商品后可用于车载电源、为小家电供电等。不过本系统也存在一些不足之处，比如：由于多次修改电路布局造成功率器件的损耗，理论计算所得的结果与实际测试结果存在一定的误差，变压器制作工艺比较粗糙。这些都是需要改进的地方。

参考文献

[1] 魏伟，胡玮，王永清.嵌入式硬件系统接口电路设计[M].北京：化学工业出版社，2010.

[2] 梁适安.开关电源理论与设计实践[M].北京：电子工业出版社，2013.

[3] 陈永真，孟丽囡.高效率开关电源设计与制作[M].北京：中国电力出版社，2008.

[4] 来清民，来俊鹏.ARM Cortex?m3嵌入式系统设计和典型实例[M].北京：北京航空航天大学出版社，2013.

[5] 刘凤君.环保节能型H桥及SPWM直流电源式逆变器[M].北京：电子工业出版社，2010.

[6] 杜春雷.ARM体系结构与编程[M].北京：清华大学出版社，2003.

[7] 黄智伟.全国大学生电子设计竞赛系统设计[M].北京：北京航空航天大学出版社，2006.

[8] 忠炎平.电力电子电路设计[M].武汉：华中科技大学出版社，2010.

图2 SPWM产生流程

2 理论设计

2.1 变压器设计

变压器是利用磁感应的原理来工作的，它的分类很多，有电压型、电流型、阻抗型等。但基本组成基本一致：初级线圈、次级线圈和磁芯，线圈匝数计算如下：

初级绕组匝数：

[N1=（Vi×104）（4fs?Bm?Ae）=1.41≈2]

次级绕组匝数：

[N2=（N1?Vo）Vi=50]

根据需要，求出磁芯窗口面积[Aw]与磁芯有效截面积[Ae]的乘积[Ap，]根据[Ap]值，选择磁芯。输出240 W，效率为80%时逆变器输入端[Pi=]300 W，则输出功率[Po=]1.06×300=318 W（变压器功率预留0.06的裕度）。在变压器用于推挽变换电路当中，由：

[Ap=（po?δ）（ηKBmJfs）×104]

以上公式中[J=]400 A/cm4，[K=]0.4，[Bm=]0.2，[η=]0.8，[δ=]0.8，频率[fs=]60 kHz，得[Ap=]1.869 cm4，故磁芯选择ER35（[Ap=AeAw=]2.332 6>1.869），材质选择PC40。

2.2 LC低通滤波设计

在逆变器的输出端加了LC滤波器得到正弦交流信号，滤波器的截止频率[f]定为1.2 kHz，由：

[f=1（2πLC）]

计算得电容应选择[C=3.3] μF，电感[L=]4.7 mH。

3 电路与程序设计

3.1 挽推升压电路设计

本模块由SG3525产生两路互补带死区的PWM波驱动IRF3205，为了消除输出的尖峰电压，所以在SG352513脚处加一个小电容104。两个开关管经过变压器中心端交替导通。电路中整流二极管也是轮流导通的，滤波电感[L]为负载提供电流同时给电容[C4]充电。电路如图3所示。

3.2 全桥逆变

用LM3S?811产生的SPWM波通过IRF2110驱动IRF640，IRF2110驱动功率器件工作。这个电路不像以往需要多个独立电源供电来驱动4个管子只需要一个供电电源即可。由于CMOS管导通时间小于其截止时间，IRF640交替导通的瞬间，在桥路中发生短路现象，所以在4个MOS管的驱动端都并联上二极管IN4148以加快对电流的吸收从而达到加速截止的效果。为了避免交替导通瞬间尖峰电压击穿开关管。所以在电路中添加了有缓冲作用的二极管（IN4007）、电容（104）。逆变电路如图4所示。

3.3 辅助电源

本模块从P4输入市电，然后经过二极管整流、电容滤波和稳压管LM7805，LM7912得到系统所需的低压值，辅助电源电路如图5所示。电路中，P1，P3为输出，P2与输入共地。

4 测试结果分析

（1） 通过对LM3S?811编程，设置其输出端PB0和PB2为两路带死区互补SPWM波的输出端并把SPWM波输入IR2110逆变电路，测试IR2110输出端波形，结果如图6所示。

（2） 系统通电后，在前级输入端加表1中输入（用KPS3030DA稳压电源输入），在输出端用4位半数字万用表 （MY65）测试，然后计算效率，结果见表1。

表1 效率测试

[占空比 /%＼&[Vi ]/V＼&[Ii ]/A＼&[Vo ]/V＼&[Io ]/A＼&[η] /%＼&30＼&11.8＼&22.6＼&176＼&1.26＼&83＼&40＼&12.0＼&23.24＼&198＼&1.16＼&82＼&50＼&11.9＼&25.1＼&218＼&1.09＼&79＼&]

图6 SPWM测试波形

经过实际的测试发现，IR2110输出端波形较为规则，受功率器件的影响较小。系统能很好地完成DC 12 V到AC 220 V/50 Hz的逆变且效率能达到79%以上。测试结果较理想。

5 结 语

结果表明，本设计总方案是可行的，验证了理论计算的正确性。这个系统输出功率在240 W左右（器件损耗会影响功率），通过测试发现其效率可达80%，并且体积较小。它制成商品后可用于车载电源、为小家电供电等。不过本系统也存在一些不足之处，比如：由于多次修改电路布局造成功率器件的损耗，理论计算所得的结果与实际测试结果存在一定的误差，变压器制作工艺比较粗糙。这些都是需要改进的地方。

参考文献

[1] 魏伟，胡玮，王永清.嵌入式硬件系统接口电路设计[M].北京：化学工业出版社，2010.

[2] 梁适安.开关电源理论与设计实践[M].北京：电子工业出版社，2013.

[3] 陈永真，孟丽囡.高效率开关电源设计与制作[M].北京：中国电力出版社，2008.

[4] 来清民，来俊鹏.ARM Cortex?m3嵌入式系统设计和典型实例[M].北京：北京航空航天大学出版社，2013.

[5] 刘凤君.环保节能型H桥及SPWM直流电源式逆变器[M].北京：电子工业出版社，2010.

[6] 杜春雷.ARM体系结构与编程[M].北京：清华大学出版社，2003.

[7] 黄智伟.全国大学生电子设计竞赛系统设计[M].北京：北京航空航天大学出版社，2006.

[8] 忠炎平.电力电子电路设计[M].武汉：华中科技大学出版社，2010.