曹雄斐，杨维明，张瑞，谢绰，姜晓楠

（湖北大学计算机与信息工程学院，湖北 武汉430062）

0 引言

随着现代无线通信系统的迅猛发展，对功率放大器的输出功率、带宽、效率、线性度和可靠性等方面都有了更高要求［1－2］.作为无线通信系统的核心组件，微波功率放大器已成为业界研究的热点.其中输出功率、功率附加效率（PAE）和线性度成为微波功率放大器急需解决的关键性能指标.

横向扩散金属氧化物半导体（LDMOS）的沟道区域利用横向扩散，利用内置电场，增强跨导，减少载流子的穿越时间，在源极端沉积P＋，使源极和衬底连接在一起，可以有效消除耦合线，和衬底接在一起，有效地增强了散热.因此，横向扩散金属氧化物半导体（LDMOS）功率管具有增益高、输出功率大以及良好的线性度较高的性价比和高可靠性等特点，在高功率放大器设计中显示出较大的应用潜力［3］.已有的关于LDMOS的功率放大器设计，一般是基于理论计算和少量辅助软件进行的，其设计周期较长.本文中利用Smith圆图和ADS软件进行设计和仿真，提供一种用ADS软件快速设计射频功率放大器的方法，从而缩短设计周期［4－5］.

1 功率放大器仿真与分析

本文中设计一个可用于WCDMA基站的功率放大器，其目标参数为：工作频率1 960MHz，输出功率3.5W，功率附加效率大于45%，功率增益大于17dB，IMD3小于－26dBc.

1.1 静态工作点确定与偏置网络设计 基于上述指标，本文中选择飞思卡尔公司生产的功率管MW6S004N.它的性能参数能够满足设计指标.对于被选定的器件，在静态工作点不同时，它的大信号和小信号特性是不同的；在不同的工作频率下，器件的特性也不一样.所以，根据所需要的工作频率确定适当的静态工作点十分重要.通常情况下，器件生产厂家给出功放管漏极工作电压和电流，但是没有给出栅极电压.因此需要通过仿真或实际测试获得栅极电压，如图1所示.

通过图1可以确定栅极电压VGS＝2.77V，于是确定了静态工作点（VDS＝28V，VGS＝2.77V），工作电流IDS＝0.05A.

选择了静态工作点后，下一步需要设计合适的偏置网络，使功率放大器的工作电压和工作电流接近需要的值.偏置电路对S参数、输入输出端匹配性能有一定影响，设计时选择一个对电路参数影响最小的偏置网络.为了使静态工作点的调整更加方便，同时也为了减少高频噪声对电路性能的影响，本文中的漏极电压和栅极电压分别由两个电源提供电能，即采用双电源供电.本功放直流偏置电路由一段1／4工作波长的高阻抗线和集总参数的高频旁路电容所组成.高阻抗线的特征阻抗一般选择为100Ω，对高频信号产生很高的阻抗，等同于射频开路.该偏置网络如图2所示.

图1 LDMOS静态仿真输出特性曲线

图2 放大器偏置网络

1.2 负载牵引和源牵引匹配法 如图3所示，输入输出的端口匹配，首先找出输入输出匹配点，匹配点一般通过源牵引和负载牵引的方法找出.负载牵引测试，是放大器在大信号电平激励下，通过连续变换负载测试输出功率，然后在史密斯阻抗圆图上画出等功率和等效率曲线.但是负载牵引在实际的应用中却受到多方面的限制.首先，测试系统初建时校准工作量很大，且系统价格十分昂贵；其次，一般的负载牵引测试系统只考虑了基波的负载阻抗，但是谐波的负载阻抗也对电路的性能产生较大的影响；再次，非线性电路的谐波特性和交调特性无法通过负载牵引测试数据充分体现.本文中使用仿真软件提供的功能能够较好地克服上述缺点［6－7］，能够较为方便地找到最大输出功率时的最佳负载阻抗.综合考虑输出功率和效率，从图3中可选择5.937＋j＊4.630为最佳负载阻抗，然后进行匹配.

如图4所示，本文中设计的微带线的衬底材料选用聚四氟乙烯，微带线介质基片的相对介电常数为2.55，介质基片厚0.8mm，微带线的损耗角正切为0.001.本文中使用ADS提供的Smith chart工具进行匹配.微波晶体管的输入、输出阻抗随频率的变化而变化.如果Q值比较高，只能在工作频率附近实现较好的匹配.因此，本文中选Q＝1，能在较宽工作频带内实现较好的匹配.首先串联一段微带线使点沿阻抗圆顺时针移动，ADS的史密斯圆图工具将算出特征阻抗和电长度；接着并联一段微带线，微带线将沿着导纳圆向下移动.重复前面的步骤，一直到接近要匹配的点时，串联了一个电容.此电容一方面参与了匹配，另一方面抑制了直流信号的干扰.然后运用ADS中提供的Linecacl工具，将Smith圆图工具的理想微带线通过计算转化为更贴近实际的微带线，并对微带线进行优化.

优化的步骤：1）在原理图中加入OPTIM控件：首先用Random进行初步优化，再利用Gradient进行局部优化［8］.2）加入优化目标GOAL控件：GOAL的设置如下，优化目标所依赖的变量设置为频率，范围为1.86～2.06GHz，优化目标的名称为Max（S11－S33）＝－100dB、Max（S22－S44）＝－100dB，即希望现实的匹配电路性能上更接近理想的匹配电路，1、2代表理想端口，3、4代表实际端口.经过多次优化将电路确定下来.

图3 负载牵引仿真原理与仿真结果

图4 负载匹配原理与匹配电网络

采用源牵引法可获得最佳源阻抗，源牵引法匹配过程与负载牵引法类似，牵引结果如图5所示.从图中可以得到最好的源阻抗2.386－j＊7.0，然后采用与负载匹配网络类似的方法获得源匹配网络.

图5 源牵引仿真结果

1.3 谐波平衡仿真 在射频电路设计中，需要得到电路的稳态响应.若选用SPICE模拟器，需要经过较长时间的模拟才能使电路的响应稳定下来.如果选用谐波平衡法，则能很快稳定.在谐波平衡仿真器中，非线性子网络在时域中描述，线性子网络在频域中描述，非线性电路中的寄生参量如引线电感、封装产生的寄生电容等元件计入到线性子网络中.可以直接用频域分析计算从节点流入线性元件的电流，而非线性子网络的时域方程需要通过广义的傅里叶变换从时域转换到频域.这样，可以得到从所有节点流出的所有频率电流的频域表示式.它的核心思想是：找一组端口电压，使线性子网络方程和非线性子网络方程给出相同的电流.实质是采用恰当的方法求解所建立的谐波平衡方程［9］.

如图6所示，为了使仿真更接近实际，仿真电路在微带线宽窄不一致的地方加入了MTaper元件，添加的时候需要注意MTaper的方向.在节点上连接3个器件的地方加入Mtee元件，在拐角的地方加上Corn元件，在连接4个元件的节点上加入Mcroso元件.

图6 LDMOS功率放大器仿真原理图

图6 LDMOS功率放大器仿真原理图

经过多次仿真后得到如图7所示的最终结果：在1 960MHz，Vds＝28V，Vgs＝2.77V时，P1dB＝36.379dBm，PAE＝49.131，Gain＝18.379，基本满足了设计要求.此外，本文中还进行了双音仿真，仿真电路如图8所示.

图7 放大器仿真结果

图8 双音仿真电路与仿真结果

输入双音信号频率间隔10kHz，双音信号输入功率13dBm，仿真得到信号输出功率28.968dBm，三阶交调IMD3为－25.822dBc，五阶交调IMD5为－49.505dBc.因为交调失真的产物所在的频率与输入频率比较接近，所以很难用滤波器滤除.m6、m7两个三阶交调产生的产物不一样，m9、m10两个五阶交调的产物也不一样，这主要是由偏置网络和匹配网络阻抗变化以及有源器件自身的自热效应产生.

2 版图－原理图协同仿真

Momentum是ADS的三维平面电磁仿真器，在仿真时能使用矩量法计算出准确的EM模型.在设计射频电路时，版图的布局对电路性能十分重要.版图在布局的时候通常引入一些不希望出现的因素，如：寄生和耦合，这些因素的出现使电路的性能出现退化.所以，在完成原理图设计和版图布局后，进行版图级的电磁场仿真对于成功的设计十分重要.Momentum仿真产生S参数，这些参数又可以用来产生与SPICE兼容的电路形式.所以，可以将Momentum仿真后的结果和器件的SPICE模型进行协同仿真.

首先将设计好的原理图通过ADS中的转换功能将图中的器件转换到layout版图中，电容的封装使用muRata公司自带的封装.地线与信号线需要有一定的距离，增多接地过孔用来降低电磁干扰.在layout版图中将分立元件全部删去，并建立节点，将电源和端口都加上，再调用RF－Mode仿真模式，最后生成layout component.然后在新建的原理图中导入新生成的layout component，如图9（a）所示.并加入分立器件、晶体管、仿真控件等.最后运行联合仿真，得到如图9（b）所示的结果.

图9 LDMOS功率放大器版图及其仿真结果

从图中可以看出，与原理图仿真曲线基本一致.在1 960MHz处，Vds＝28V，Vgs＝28V，P1dB＝35.935dBm，PAE＝47.927，Gain＝17.935，基本满足设计指标要求.协同仿真结果比原理图仿真结果略有恶化，这是因为联合仿真考虑了器件间的耦合和寄生效应，这些效应也产生了不小的损耗.

3 结论

从以上仿真结果分析得知，LDMOS功率放大器输出电路阻抗匹配较好，在1 960MHz处，Vds＝28V，Vgs＝2.77V，P1dB＝35.935dBm，PAE＝47.927，Gain＝17.935，基本满足设计指标要求.输出匹配网路端口与晶体管负载牵引的输出阻抗值接近，输入匹配网路端口与晶体管源牵引的输入阻抗值接近，能更好的完成阻抗匹配.因此，采用负载牵引和源牵引仿真法，结合ADS对目标进行优化，减少了调试成本，缩短了周期，对晶体管的匹配网络的实现取得了很好的效果.另一方面，采用谐波平衡方法可加快仿真的速度，采用版图协同仿真方法可提高仿真结果的准确性.

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