唐 宁，李 佐，李 琦

(桂林电子科技大学信息与通信学院，广西桂林541004)

基准源主要是用在DAC、ADC、运放和振荡器等电路中。随着集成电路的集成度的增大、器件工艺的越来越精细，一个高性能的基准源对一个系统性能好坏起到了作用越来越重要，在某种程度上可以说决定了一个系统性能的好坏。基准源主要是为电路提供一个稳定的不随着外界的条件有较大的输出变化电压。特别是SOC片上系统的发展，急需要高性能的基准源，由于超大规模集成度，一般要求功耗在μW级，能够稳定输出1 V左右的电压，电源电压抑制比也要非常的高，并且能与CMOS兼容，基于以上的性能的要求，现在一般都采用带隙基准电压源，这也将是基准源未来的发展方向。［1］

1 传统CMOS带隙基准源的基本原理［2］

传统的CMOS带隙基准源一般是由2个不匹配的三极管和3个电阻和一个运放组成的，如图1所示。

如果两个同样的晶体管(Is1=Is2=Is，Is为双极晶体管管饱和电流)偏置的集电极电流分别为nI0和I0，并忽略它们的基极电流，则它们基极-发射极电压差值为

图1中的运放主要是起着锁定X和Y两个相等的电位。根据晶体极管的不匹配，可以得到R3段的电压，即

由式(2)中可以看出VR3是一个与温度呈正相关的值即呈正温度系数电压。

根据运放的虚短虚断原理，可以得到VREF的等式，即

由于VT是一个一阶温度系数的电压，通过精确调整R2/R3的比率，可以让输出电压的一阶温度系数被完成抵消，从而得到和温度无关的电压。但实际中，还要考虑输出电压中得不到高阶补偿的VBE，由文献［3］可以得到双极晶体管VBE的温度特性有

其中，电场因子η是由工艺决定的常数，Tr是一个给定的常数温度。Ic与温度有关，设Ic(T)=FTδ，则式可以改写为

最后一项为非线性的分量，由于缺少高阶补偿，所以传统的带隙基准源所达到的温漂一般只能在十几10-6/℃甚至达到几十10-6/℃。在很多的系统中是达不到要求的。

图1 传统的带隙基准电压源

2 非线性匹配补偿的带隙基准源

如上面提到，存在一个TlnT项的非线性电压，对于该项的补偿，有分段线补偿、曲线补偿、非线性匹配补偿等一系列的方法，现在用到的非线性匹配补偿比较多。其电路结构如图2所示。

由图2和式1可知，电阻R1的电流为

图2 非线性匹配补偿基准源

流经电阻R2的电流为

如果只考虑这2个正负温度系数的电流，则基准输出端的电流为

这与传统的一阶补偿没有什么区别。但从图2中可以看出还有2个电阻，这2个电阻两端的电压为VEB，Q1-VEB，Q3，则可得到流经这二个电阻的电流为

Tr是一个常温常数。由文献［4-6］从而得到

从而将高阶补偿转化成了线性补偿了，只要适当的调节电阻的大小，其温漂可以达到很好效果。其最终的基准输出表达式为

式中第1项为PNP管的VBE电压，第2项为一阶补偿项，具有正温度系数，第3项为二阶补偿项。虽然这种补偿温漂能够达到很高的性能，其温漂系数一般在10×10-6以下，但是这种补偿方式没有考虑到工艺器件在实际情况的温度特性。如果在高温下，就不会有良好的温漂特性了。由于考虑到功耗，电阻R2必须得在1 MΩ左右，再由式(11)可知，调节R4可以改变基准的输出电压。但电阻本身是正温度系数器件，如果R4电阻过大，则会引起M4管的源漏极电流减小，即其补偿电流也会减小，使得其正温度补偿能力也会随着温度的上升而减弱。图3为非线性匹配补偿的仿真电路图，充分地表明这个问题。如果选用较小的电阻，其受到的影响可能会相应的减小，但其基准的输出电压则会减小，不能达到一个大范围的调节输出。电阻R2也会对电路本身的正负温漂产生一定的影响。考虑到这些情况，所以对非线性补偿电路作了一下改善，使其在高温时得到三阶的补偿［7］，增大了其工作的温度范围以及减小基准输出的温漂。

图3 非线性匹配补偿仿真图

3 改进的非线性三阶补偿基准源［8-10］

改进的非线性三阶补偿基准源中主要是对高温时进行了三阶的补偿，其补偿原理电路如图4如示。

图4 三阶补偿电路原理图

图中两个恒流源都为正温度系数(IPTAT)的恒流源，通过 M1∶M2=1∶K以及 M5∶M6=1 ∶L，M2管可以复制一个K倍的Ids1。下面的M5和M6管的镜像比例为1∶L，也会复制一个L倍的Ids5电流。当温度比较底时，由于是正温度系数的电流，所以M1和M2管源漏电流差很小，不能使得右侧的M3和M4管导通，处于截止区，不会对基准输出端有补偿作用;随着温度的上升，M2和M6管的电流差随之增加，导致右侧的对管导通，所以就产生了一个正温度系数的电流流入基准端，补偿高温时由于输出电阻过大而产生的较低的正温度系数的温漂。只要适当的调整参数K、L和高温补偿输出的PNP对管，就能够得到比较理想的温漂。对于图4的结构，M1与M2管是用来调节补偿温度起点的，M6管是用来调节补偿的大小的。通过这3个管子的合理搭配，补偿的温度可以从0℃开始补偿，补偿的效果也相当的理想，所以这个结构可以用于其他类型基准源，移植性常好。图5为三阶补偿电路的仿真图。

图5 三阶补偿电路仿真图

与文献［11］相比，这种电路结构比较简单，原理更简单，所用的CMOS管比较少，少用了一个运算放大器，很大程度上减小了电路的功耗，不止如此，能够最大化的做到温度的补偿，其温漂也非常的小。图6为改进后非线性匹配补偿电路的仿真图。

图6 改进的非线性补偿基准仿真图

从图5中可以看出，在130℃时，补偿部分的电压可以视为无补偿，自从大于130℃后，曲线呈指数形式上升，正好与图3成一个互补的曲线，抵消了下降的幅度。与图3相比，从图6中可以明显看出在130℃左右时曲线向上升，很大程度上改善了温漂系数。

4 二级密勒补偿运算放大器的设计［12］

本设计中所用到的运放为二级密勒补偿运算放大器。如图7所示。

图7 二级密勒补偿电路原理图

这是一个二级运放，由M1～M5构成的一级差分放大，M6，M7构成二级共源放大。差分放大采用P对管，可以降低共模输入和增大电源电压抑制比。左端为偏置电路，为整个电路提供一个稳定的偏置。整个电路的增益为85 dB。图8为整体的电路原理图。

图8 改进的非线性匹配补偿带隙基准电路原理图

经过适当的调整宽长比，可以使得它的低频时电源电压抑制比为-85 dB即图9，也有很好的电源特性即图10。

图9 整体电路的电源电压抑制比

图10 电路的电源特性曲线

在进行工艺库仿真的时候，应当考虑体管工艺库的变化，即NMOS和PMOS晶体管速度的变化:TT，FF，SS，FS，SF。不同工艺的 MOS 管的区别在于:MOS管的栅极氧化层厚度，阈值电压;不同的工艺模型提供的电阻有很大的偏差，实际情况中，温漂系数会变大。为了说明不同工艺角的影响，在5种不同的工艺角下，对电路进行了仿真，仿真结果如图11所示。仿真结果表明:在各种其他的工艺角下，温漂系数变大了，但温漂并没有增大很多，能够接受这个温漂的变化范围。图12给出了改进的带隙基准版图。

图11 不同工艺下的输出仿真图

图12 带隙基准版图

5 总结

本文主要是对非线性匹配补偿电路做了一种改进，使其在高温时能够得到三阶补偿，使其工作的温度范围有了很大的改善，其温漂、电源电压抑制比、功耗等性能也符合一个高性能的带隙基准源，具有较高的价值。

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