耿 攀，李洪义，谢 炜，柳 彬，李小谦

(1．武汉第二船舶设计研究院，湖北 武汉430064; 2．海军991 工程办公室，北京100841)

1 概 述

移相控制的全桥PWM 变换器是舰船上最常用的中大功率DC/DC 变换电路拓扑形式之一。移相PWM 控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感或原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行0 电压开通和关断，从而有效降低电路的开关损耗和开关噪声，减少器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、减小尺寸及减轻质量提供了良好的条件。

然而传统的移相全桥变换器(见图1)的输出整流二极管存在反向恢复过程，会引起寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压，需增加阻容吸收回路进行抑制。

为了抑制这样的寄生振荡和电压尖峰，在初级并接箝位二极管的改进电路［1－2］。随后又对箝位二极管和换向电感的位置进行了研究［3］。

加箝位二极管辅助谐振换流网络移相变换器按照箝位二极管与超前臂相连还是与滞后臂相连分为2 种结构［3－5］:一种为辅助支路与超前臂相连，称为箝位支路超前型变换器(见图2);另一种为辅助支路与滞后臂相连，称为箝位支路滞后型变换器(见图3)。超前型和滞后型都能起到抑制整流桥寄生振荡的作用，但二者对箝位二极管、开关管的导通损耗影响和对直流偏磁的影响有明显的区别。

图1 传统移相全桥变换器电路Fig.1 Traditional phase-shifted full-bridge converter circuit

本文通过理论分析、结合仿真和试验研究比较了两型箝位电路。

图2 加入箝位二极管辅助支路的超前型变换器Fig.2 Leading type converter with clamping diodes auxiliary branch

2 超前型和滞后型箝位支路工作工程分析比较

原边带箝位二极管的ZVS 全桥变换器主电路拓扑如图2 和图4所示，其中D1 ～D4 分别是开关管V1 ～V4 的内部寄生二极管，C1 ～C4 分别是V1 ～V4 的寄生电容或者外接电容，L1 是谐振电感(包括了变压器的漏感)，C5 是隔直电容。每个桥臂2个开关管成180°互补导通，2 个桥臂导通角相差1个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压V1 和V2 分别领先于V4 和V3 一个相位，V1和V2 组成超前桥臂，V4 和V3 组成滞后桥臂。D9和D10 为变换器原边附加的箝位二极管。副边采用全桥整流方式，CDR5 ～CDR8 分别为二极管D5 ～D8 的等效并联电容。

2.1 超前型箝位支路工作工程分析

加入箝位二极管辅助支路的超前型变换器电路图见图2，工作过程见图3。

1)状态1［t0，t1］:在t0时刻以前V1，V4 和D6，D7 导通。在t0时刻，V1 关断，谐振电感上的电流iL1对C1 充电，对C2 放电，由于有C1 和C2，V1 为0 电压关断，D9 和D10 不导通。

2)状态2［t1，t2］:t1时刻，C2 的电压降为0，D2 自然导通，此时可以0 电压开V2。Cdr5 和Cdr8 继续放电，iL1和变压器原边电流ip继续下降。

3)状态3［t2，t3］:t2时刻，Cdr5 和Cdr8 完全放电，D5 和D8 导通，4 个整流二极管都导通，副边短接，iL1，ip处于自然续流状态。

4)状态4［t3，t4］:t3时刻，关断V4，ip给C3 放电，给C4 充电，iL1和ip相等，一起线性下降，由于有C2 和C4，V4 是0 电压关断。

5)状态5［t4，t6］:t4时刻，D3 导通，V3 能够以0 电压开通。t5时刻，ip由正向过0，且向负方向增加，由于ip不足以提供负载电流，D6 和D7 仍然导通，Vin全部加在L1 上，iL1和ip同时线性负增长。

6)状态6［t6，t7］:t6时刻，D6 和D7 关断，D5 和D8 流过全部负载电流。L1 与Cdr6 和Cdr7 谐振，给Cdr6 和Cdr7 充电，iL11和1ip继续线性负增长。

图3 加入箝位二极管的超前型变换器工作波形Fig.3 Working waveform of leading type converter with clamping diodes

7)状态7［t7，t8］:t7时刻，Cdr6 和Cdr7 电压上升到Vin/k，D10 导通，将原边电压箝位在Vin，因此Cdr6 和Cdr7 电压被箝位在Vin/k，到t8时刻，ip等于iL1，D10 关断。

8)状态8［t8，t9］:在此状态中，原边给负载提供能量，iL1和ip相等。

2.2 滞后型箝位支路工作工程分析

加入箝位二极管辅助支路的滞后型变换器电路图见图4，工作过程见图5。

图4 加入箝位二极管辅助支路的滞后型变换器Fig.4 Legging type converter with clamping diodes auxiliary branch

图5 加入箝位二极管的滞后型变换器工作波形Fig.5 Working waveform of legging type converter with clamping diodes

1)状态1［t0，t1］:在t0时刻以前，V1，V4和D6，D7 导通。在t0时刻，V1 关断，谐振电感上的电流iL1对C1 充电，对C2 放电，由于有C1 和C2，V1 为0 电压关断，D10 导通续流，原边电流与谐振电感电流的差值即为D10 电流。

2)状态2［t1，t2］:t1时刻，C2 的电压降为0，D2 自然导通，此时可以0 电压开V2。Cdr5 和Cdr8 继续放电，iL1和变压器原边电流ip继续下降，D10 继续导通续流。

3)状态3［t2，t3］:t2时刻，Cdr5 和Cdr8 完全放电，D5 和D8 导通，4 个整流二极管都导通，副边短接，iL1，ip处于自然续流状态，D10 继续导通续流。

4)状态4［t3，t4］:t3时刻，关断V4，ip给C3 放电，给C4 充电，iL1和ip相等，一起线性下降，由于有C2 和C4，V4 是0 电压关断。在此过程中，D10 仍有电流流过，直到t4时刻iL1，ip二者相等时才截止。

5)状态5［t4，t6］:t4时刻，D3 导通，V3 能够以0 电压开通。t5时刻，ip由正向过0，且向负方向增加，由于ip不足以提供负载电流，D6 和D7 仍然导通，Vin全部加在L1 上，iL1和ip同时线性负增长。

6)状态6［t6，t7］:t6时刻，D6 和D7 关断，D5 和D8 流过全部负载电流。L1 与Cdr6 和Cdr7 谐振，给Cdr6 和Cdr7 充电，iL11和1ip继续线性负增长。

7)状态7［t7，t8］:t7时刻，Cdr6 和Cdr7 电压上升到Vin/k，D9 导通，将原边电压箝位在Vin，因此Cdr6 和Cdr7 电压被箝位在Vin/K，到t8时刻，ip等于iL1，D9 关断。

8)状态8［t8，t9］:在此状态中，原边给负载提供能量，iL1和ip相等。

2.3 超前型与滞后型箝位支路比较

2.3.1 超前型和滞后型箝位支路损耗比较

超前型和滞后型都能起到抑制整流桥寄生振荡的作用，但二者也有明显的区别。除了电路结构的不同，主要是其中起箝位作用的二极管在1 个周期内导通的次数有别。对比图3 和图5 可以明显看出，在全桥电路工作的1 个周期［t0，t17］内，滞后型电路中，箝位二极管D9 和D10 各导通2 次，分别为［t7，t8］，［t9，t13］和［t0，t4］，［t15，t16］;而在超前型电路中，箝位二极管D9 和D10 则只各导通1 次，分别为［t15，t16］和［t7，t8］。

由图5 分析可知，在滞后型电路中，虽然二极管D9 和D10 各导通2 次，但是直接起到箝位作用的分别只有1 次，即［t7，t8］和［t15，t16］，区间和超前型同(2 个二极管导通次序相反)。这就是说，变压器滞后型和超前型2 种电路中虽箝位二极管导通次数不同，但是起到箝位作用的时间是一样的。那么滞后型电路，2 个箝位二极管D5 和D6 就各有1 次导通是多余的，分别为［t9，t13］和［t15，t16］时段。

分析可知，变压器滞后型电路中多余的与箝位无关的导通会带来以下缺点:

1)在原边电压为0 时(即0 状态)，谐振电感被箝位二极管短路，其电流保持不变，在电感、箝位二极管和开关管中产生较大的导通损耗;

2)增加了箝位二极管的电流有效值和关断损耗;增加了电路的损耗，不利于效率的提高。

3)滞后型变换器中，由于箝位二极管支路的导通，使得iL1下降不大，而在超前型变换器中，由于L1 要与C1，C2 谐振工作，故iL1下降很大，所以超前型变换器减小了占空比D 的丢失，所以在设计电路参数时，可适当增加变压器TR1 的初、次级匝比，就能进一步降低变换器的通态损耗，提高变换器的效率。

2.3.2 超前型和滞后型箝位支路实现零压开通难易程度比较

由前面分析可知，当滞后型变换器中超前管关断时，箝位二极管支路导通，基本将L1 短路，故实现超前管ZVS 的能量单独依靠L2 提供。当超前型变换器中超前管关断时，L1 和L2 将参与谐振，故在超前臂换流过程中，能量关系是L1，L2 和整流二极管上的剩余电荷对C1，C2 充放电，实现超前臂的0 电压开通。超前型变换器较滞后型变换器更容易实现超前臂的0 电压开通。

滞后型变换器的滞后管关断时，由于L1 基本被箝位二极管支路所短路，iL1 基本保持不变，即为滞后臂实现ZVS 所提供的能量并未衰减，有利于滞后臂实现0 电压开通。

而在超前型变换器的超前管关断时，箝位二极管支路并未导通，L1 与C1 和C2 发生谐振，当滞后管关断时，iL1已谐振下降了一些，故提供滞后臂0电压开通的能量也衰减了一些，但iL1 的下降减小了电路中的环流，降低了电路中的通态损耗，有利于变换器效率的提高。

综上分析可知，滞后型变换器比超前型变换器更容易实现滞后臂的ZVS，但超前型变换器的通态损耗比滞后型变换器的要小一些，有利于提高变换器的效率。

综上所述，超前型箝位辅助谐振支路的移相全桥变换器通态损耗小，变换器效率高，相比滞后型箝位更适用于舰船中大功率DC/DC 拓扑结构。

3 超前型箝位支路仿真与实验结果

3.1 仿真与实验参数

为验证理论的正确性，对超前型箝位辅助谐振支路移相全桥变换器进行了电路仿真(PSPICE 仿真模型见图6)，并设计了1 台7.5 kW 样机。本文设计的样机的主要参数如下:Vin=350 ～650 V，V0=230 V，Pout=7 500 W，K=17∶18，f=10 kHz，L1=10 μH，L2=1.5 mH，C1=C2=2 700 pF，C3=C4=1 500 pF，C6=6 600 μF。

图6 超前型箝位辅助谐振支路移相全桥变换器仿真模型Fig.6 Simulation model of leading type clamping auxiliary resonant branch phase-shifted ful1-bridge converter

3.2 仿真波形

图7 为变压器、谐振电感和箝位二极管仿真电流波形，仿真结果与上文分析一致，箝位二极管在1 个开关周期仅导通1 次。

图7 变压器、谐振电感和箝位二极管仿真电流波形Fig.7 Simulation current waveforms of transformer，resonant inductance and clamping diodes

由图8 可见，未加箝位二极管变压器原方电压存在很大电压尖峰，加入箝位二极管后变压器原方电压尖峰大大减小。

图8 无箝位和有箝位变压器原边电压仿真波形Fig.8 Primary voltage simulation waveforms oftransformer with and without clamping diodes

3.3 实验波形

图9 为超前臂的ZVS 波形，图10 为滞后臂的ZVS 波形。输入电压为500 V，由图9 和图10 可以看出变换器的超前臂和滞后臂都可以实现0 电压开通。

图9 样机超前桥臂V1 驱动及V1 电压试验波形Fig.9 Prototype test waveforms of leading bridge V1 drive and V1 Voltage

图10 样机滞后桥臂V3 驱动及V3 电压试验波形Fig.10 Prototype test waveforms of legging bridge V1 drive and V1 Voltage

图11 为变压器原边波形。与仿真结果一致，由于副边整流二极管的反向恢复和寄生电容造成的振荡感应到变压器原边，但由于箝位二极管作用尖峰电压衰减了许多。

图11 样机变压器原边电压试验波形Fig.11 Prototype test waveforms of transformer primary voltage

图12 为超前型箝位和滞后型箝位效率对比曲线，虚线为超前型效率曲线，实线为滞后型效率曲线，可见采用超前型箝位电路效率明显高于滞后型箝位电路效率。

图12 超前型箝位和滞后型箝位效率对比曲线Fig.12 Leading clamping and legging clamping efficiency comparison curves

4 结 语

本文分析了2 种原边带箝位二极管的移相全桥变换器拓扑电路，从工作过程、损耗大小、效率高低等方面对其进行了比较，并通过仿真和实验对理论分析进行了验证。超前型箝位二极管移相全桥变换器在保留滞后型变换器优点的同时，有效地抑制了输出整流二极管上的电压振荡，减小了电压尖峰，减小了电路损耗，提高了系统变换效率。

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