孙美玲，张世林，毛陆虹，谢 生，周晓秋

(天津大学电子信息工程学院，天津300072)

近年来RFID标签已有大量的研究和应用［1－2］，但基于ISO/IEC 18000－4协议的有源/半有源标签却少有报道。目前基于该协议的标签主要是采用工作在2.4 GHz ISM频段的收发芯片结合MCU组成板级的标签模块［3－4］。文献［5］报道了一种单片集成的标签，但其工作在无源模式。本文设计实现了一种应用在基于ISO/IEC 18000－4协议的单片集成有源标签中的中频放大与RSSI(接收强度指示器)电路。

RSSI是收发机中的重要模块，用来检测几十dB到上百dB动态范围的输入功率，产生一个和输入功率的对数成正比的输出电压或电流。检测输入功率的目的主要包括:接收机根据检测到的输入功率调整接收链路的增益，避免出现饱和;根据接收信号的强度，调整发射机发射功率，实现功率控制;通过检测的信号强度计算出接收机和发射机的距离，实现定位。本文采用UMC 0.18 μm工艺实现了一种接收强度指示器(RSSI)。并且提出了一种低功耗、对温度和工艺变化不敏感的限幅放大器，提出了降低级联放大器噪声和降低级间干扰的实现方法。

1 RSSI的原理

图1为RSSI的基本结构，主要包括限幅放大器和整流器。利用限幅放大器分段近似对数运算，限幅放大器的差分输出电压经过全波整流器后转变为电流并相加，通过片外的RC低通滤波器转换为直流电压。RSSI的检测精度主要由限幅放大器增益的精度和整流器线性度决定。

图1 RSSI的原理

文献［6－7］利用NMOS输入差分对跨导和接成二极管的NMOS负载的跨导的比确定限幅放大器的增益。由于工艺变化、MOS管的衬偏效应、迁移率退化、速度饱和等高阶非理想效应导致增益误差，因此不适于深亚微米工艺。文献［8］利用偏置复制技术来降低MOS管高阶非理想效应对增益的影响，但功耗增加不适于用在有源标签中。文献［9－10］利用电阻的比值实现精确的、对温度、工艺变化不敏感的增益。但增加的共模反馈电路也增加了功耗。此外限幅放大器在限幅输出时存在波形的畸变［10］对前几级限幅放大器产生干扰降低了RSSI的最小检测电压。

2 电路设计与分析

2.1 限幅放大器

图2是提出的限幅放大器。MP1、MP3、MN1、MN3、MN5 形成超源随器［11］，MP1，MP2 的衬底与源极短接消除衬偏效应。输入差分电压全部反馈在电阻R1，R2上，等效跨导为1/(R1+R2)，因此忽略电阻的电压系数时输入跨导和输入电压无关，相对于MOS跨导具有更好的线性度。高阻多晶硅电阻R1、R2将输入电压转换成电流并通过电流镜MN1(MN2)－MN7(MN9)镜像，在R3、R4上产生输出电压。直流电压增益为:

本设计中A0=12 dB。R3，R4和MP3，MP4形成自偏置负载，因此不需要加入共模检测与共模反馈电路，降低了电流消耗。级联的限幅放大器工作在开环状态，由于失配和输入差分信号的直流电压成分会导致失调电压经过若干级放大后使限幅放大器输出饱和，MP9－MP12，MN11、MN12 组成失调消除电路［9］。限幅放大器增益的相对误差为:

图2 限幅放大器

其中VOV7为MN7的过驱动电压，由速度、功耗和增益精度的折中考虑，VOV7=100 mV。

传统的限幅放大器［6－8］的增益受温度变化、工艺变化影响较大，从而导致RSSI的检测精度降低。片上电阻阻值与温度的关系可表示为:

其中TC1、TC2分别是电阻的一阶、二阶温度系数。由式(1)可知，增益由电阻的比值决定，当电阻为同种材料时，温度的变化不会影响增益。工艺变化的影响可分为工艺角和失配两种情况。工艺角的变化对增益的影响可以忽略。图3为工艺角和温度对限幅放大器的增益影响，在低频时最大增益变化为0.04 dB，几乎与温度和工艺角无关。在高频时，由于不同温度和工艺角下，限幅放大器的零极点发生改变，因此增益衰减发生变化，导致高频最大增益变化为1 dB，但由于限幅放大器的零极点远在信号的通带之外，因此高频增益变化并不影响系统的性能。对于失配的影响，主要包括MOS管的阈值电压失配ΔVth，MOS管的尺寸失配Δ(W/L)和电阻的失配ΔR。由式(2)可知增益精度主要由电阻、NMOS尺寸和阈值电压各自的相对精度决定，与电源电压、温度和MOS管的非理想效应无关，在0.18 μm CMOS工艺下(ΔA0/A0)≈5%－10%。图4显示了不同失配对增益的影响。可见阈值电压的失配主要决定了增益的误差。通过增大MOS管的面积，经仿真失配导致的增益误差小于0.5 dB。

图3 限幅放大器的工艺角仿真

图4 失配与增益误差的关系

由限幅放大器的半边电路可知MP1、MN3、MN5形成局部负反馈，因此其频率相应会影响放大器的稳定性与建立行为。由图5，经过分析和化简可得:

其中:

其中 Cjs、Cjd分别为源、漏结电容，Cgs、Cgd分别为栅源、栅漏电容。通过仿真可得 ωz=－3.24×109rad/s，ωp1=－4.73×108rad/s，ωp2=－5.79×109rad/s。限幅放大器输入级的极点和零点频率远大于信号通带范围，因此不会影响限幅放大器的带内增益和稳定性。

图5 限幅放大器输入级等效模型

第一级限幅放大器的等效输入噪声电压决定了可检测信号电压的最小值。级联的限幅放大器每两级连接一个一阶低通滤波反馈网络进行直流失调消除，因此1/f噪声的影响可以忽略。限幅放大器的等效输入噪声主要由MOS管的热噪声决定。经过分析可知限幅器的噪声主要由MN1(2)、MN5(6)、MN7(9)、MN11(12)、MP3(4)、MP5(7)、MP6(8)、MP9(10)、MP11(12)的热噪声组成，而共栅管的热噪声影响可以忽略［12］。限幅放大器的等效噪声要求由中频放大器的输入信号信噪比要求决定，即:

其中，SNR min为输入信号最小信噪比，Vin为输入信号振幅，Vn，ref为等效输入噪声的均方根电压。根据系统要求，SNR=48 dB，Vin=125 mV，可得最大噪声均方根电压为351 μV。为了降低第1级和第2级限幅放大器的噪声影响，在这两级放大器的差分输出端并联补偿电容，将第1级放大器的主极点降至4 MHz，第2级的主极点降至8 MHz，从而降低在频率上积分后的噪声电压(图6)，并分别提高两级放大器的增益1 dB和0.4 dB，以抵消主极点的影响。考虑到MIM电容下级板对地的寄生电容会引入失调，因此并联电容被拆分成两个首尾并联的等值电容。经过仿真，未加入补偿电容时，限幅放大器的输入参考均方根噪声电压为262 μV，对应SNR为50 dB，加入补偿电容后输入参考均方根噪声电压为82 μV，对应 SNR为60 dB。

图6 限幅放大器的频率补偿

2.2 整流器

全波整流器用以将限幅放大器的差分双极性输出电压变为单极性的电流［10］。如图7所示，Vnc1－Vnc2＞0时，MN1上的电流增大，MP5的漏极电压增大，使MP5、MP7截止;MN3电流减小并被MP3镜像到MP4，MP6提供电流补偿MP4减小的电流，MP6的电流镜像到MP8上并输出，输出电流经片外的RC并联电路滤波，产生直流RSSI电压。因此无论Vnc1－Vnc2的极性如何，输出电流均为相同极性，从而实现全波整流。

图7 全波整流器

2.3 限幅放大器的级间干扰

限幅放大器的第一级易受到后级通过偏置耦合过来的信号影响，当后级出现限幅时更加明显。后级放大器通过 MN3(4)，MN5(6)，MP3(4)的电容Cgd将信号耦合到偏置电压上。理想情况下由于全差分结构能够抑制偶次谐波失真，偏置电压上的耦合信号为零。但当出现限幅时，由于电路瞬态工作点不对称，因而导致直流偏置点上的耦合信号不再为零。例如MN5工作在线性区，MN6工作在饱和区，Vbn1的变化为:

其中 Cox为栅单位氧化电容，Cgd，ovl、Cgs，ovl为栅漏、栅源交叠电容，ΔV和－ΔV为Vnc1和Vnc2节点的电压变化。为了降低后级放大器对前级的干扰，偏置电路加入3个一阶RC滤波电路，滤波器输出分别对第1、2级，第3、4级，第5级进行独立的偏置如图8所示。为了减小芯片面积，NMOS管的偏置电路的电阻采用工作在线性区NMOS管，电容采用源、漏、衬底短接NMOS管。PMOS管的偏置电路的电阻采用工作在线性区PMOS管，电容采用源、漏、衬底短接PMOS管。图9为输入差分信号电压1 mV时，加入偏置滤波和未加入滤波时第1级限幅放大器的单端输出电压，可以看到未加偏置滤波时输入信号较小的情况下，偏置干扰导致第1级输出严重失真。

图8 带RC滤波的偏置电路

图9 偏置滤波和未滤波的单端输出电压

后级放大器还可以通过衬底耦合到第1级，由于所用工艺采用轻参杂衬底(电阻率为15 Ω·cm)，因此采用远距离隔离第1级和第3级～第5级，并加入P+保护环对各级放大器进行隔离，根据文献［13］保护环宽度选择为10 μm可以有效吸收衬底耦合过来的噪声超过10 μm后吸收效果的增加趋于饱和。

3 芯片测试结果

本文的 RSSI指示器芯片采用 UMC 0.18 μm 1P6M RF-CMOS工艺实现。芯片照片如图10(a)所示，芯片尺寸为1 mm(0.9 mm。图10(b)为芯片键合后测试PCB的照片。IF输入经变压比为1∶1巴伦转为差分信号，经过隔直电容加到芯片的信号输入端口。直流偏置电压通过电阻加到芯片的输入端口。芯片的电源与地之间并联片外电容滤除电源噪声。

图10 芯片照片和PCB测试示意图

图11 RSSI输出电压的测试结果

测试仪器包括Agilent E4438C射频信号源，Tektronix TPS2014数字示波器，SUING SS1792C直流稳定电源。在1.8 V直流电源供电情况下，芯片消耗直流电电流为1.1 mA。RSSI的输出测试方案为使用射频信号源以一定的时间间隔，采用对数形式扫描输出电压，使用示波器和电压表测量RSSI电压。图11(a)输入频率2 MHz中频信号时示波器显示的RSSI输出电压。图10(b)为根据测量结果拟合的输入输出特性曲线，实际RSSI检测动态范围为45 dB。在－5℃和25℃时，RSSI电压曲线在输入幅度较大时几乎完全重合，而在输入信号较小时不同，因为此时噪声本底不同。检测范围下降3 dB的主要原因是测试用电源噪声和片外元件失配所导致。

4 结论

针对可定位2.45GHz标签的系统指标，采用UMC 0.18 μm工艺实现了一种接收强度指示器(RSSI)。在1.1 mA的电流消耗下，实现了45 dB动态范围的功率检测。提出了了一种低功耗、对温度和工艺变化不敏感的限幅放大器，分析了其增益误差、噪声和频率特性。针对级联放大器的级间干扰，提出了降低级联放大器噪声和降低级间干扰的实现方法。该芯片可广泛应用在有源标签，蓝牙，GPS等低中频收发芯片的接收链路中。

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