郭殿林,　王　欢,　陈国民

(黑龙江科技学院 电气与信息工程学院, 哈尔滨 150027)



级联型多电平变换器单元电路控制策略仿真

郭殿林,王欢,陈国民

(黑龙江科技学院 电气与信息工程学院, 哈尔滨 150027)

针对级联型多电平变换器需要四象限运行的工况，提出以双H桥的电压胞拓扑作为多电平变换器单元电路的方案。其前H桥为整流器，采用滞环电流控制策略实现直流电压稳定和近似单位功率因数的双向能量流动；后H桥为逆变器，采用载波相移SPWM技术。通过建立整流器的滞环电流控制模型和三单元级联多电平逆变器相移技术控制模型，对变换器进行双向能量传输运行的过渡过程分析和逆变器输出级联电压波形分析。仿真结果表明该拓扑及控制策略满足四象限运行要求。

级联型变换器; 电压胞; 滞环控制; 载波移相技术

基于级联结构的高压变频器在风机、泵类等控制性能要求不高的大功率、低启动转矩的负载场合应用广泛,并取得了显著的节能效果[1]。但在某些需要宽调速范围的四象限运行的负载场合,无法满足要求,而且输入电流含有丰富的低次谐波,严重污染电网。为解决这一问题,通常将输入变压器设计为移相方式,但这又导致制造难度和生产成本显著上升,因此,有必要对新型逆变器拓扑及其控制策略进行研究,以满足生产实际需求。

笔者提出采用双H桥作为四象限电压胞,整流控制采用滞环电流控制,逆变器控制采用载波移相SPWM技术的方案,并通过仿真验证电路拓扑和控制策略的正确性。

1　电压胞拓扑

四象限电压胞拓扑结构如图1所示,T1～T4组成具有能量回馈功能的整流器,T5～T8组成单相逆变器。

图1　四象限电压胞拓扑结构

当能量由电网流向电动机负载时,前级全桥变换器完成整流,为后级逆变器提供经滤波后的稳定直流,并运行功率因数校正算法,使输入功率因数近似为1。后级变换器在载波移相控制信号作用下实现逆变。

当电机下放重物或减速运行时,进入发电状态,此时后级变换器向前级变换器回馈再生能量。由于电容的储能作用,直流母线电压不断上升,当电压超过能量回馈上限电压值时,控制器发出向电网回馈能量的指令,此时,前级全桥变换器启动,将再生能量回馈至电网,并使功率因数近似为-1,实现四象限运行。

2　控制策略

2.1整流控制模块

整流控制模块的主要控制任务是,稳定功率单元直流侧电压,实现能量的双向流动,功率因数近似为1。如图2所示,整流控制主要包括电压外环控制和电流内环控制两部分。其中,电压外环采用PI反馈调节控制,PI调节器输出电流与电源同步信号相乘作为电流内环控制指令电流;内环电流控制采用滞环PWM 电流控制方法[2-4]。

图2　整流控制模块

2.2逆变控制模块

级联型逆变器根据要求实现逆变输出不同的电平数,其输出电压最大电平数与单元数有关,如单元数为N,则输出电平数为Nmax=2N+1,相应的等效开关频率是H桥逆变器开关频率的N倍,这样可以有效降低输出电压、电流谐波,而不损失幅值[5-7]。

由于仿真条件的限制,文中取单元数N=3,H桥变换器采用三电平电压控制策略,输出相电压为7电平阶梯波形,PWM波形由CPS-PWM的方法实现。首先产生两路三角载波信号,相位相差180°,然后与同一个调制波进行比较,生成两路PWM波形,取反后产生四路PWM波形,驱动H桥逆变器。与C1载波比较产生的信号驱动第一桥臂,与载波C2比较产生的信号驱动第二桥臂。第二桥臂载波与调制波波形如图3所示。根据脉宽调制原理,可以得到H桥的驱动波形。其他单元的载波相应地错开一定角度,按照以上方法,可以输出相应的PWM波形,以保证级联逆变器输出电压为阶梯波多电平波形。

图3　调制波与载波

3　仿真分析

3.1仿真模型

3.1.1整流控制模块

电流滞环通过关系运算子(RelationalOperator)、SR触发器(S-RFlip-Flop)和常数运算子实现,如图4所示。当电流误差大于上限设定值时,关系运算子1输出高电位,使SR触发器复位,Q端输出作用于T1和T4,即关断T1和T4;当电流误差小于下限设定值时,关系运算子2输出高电位,使SR触发器置位,Q端输出作用于T1和T4,即开通T1和T4。!Q端输出作用于T5和T8,并通过改变vdc的值来改变滞环的宽度。

图4　PWM脉冲生成框图

如图5所示,电流基准由电压波形与直流电压PI调节输出的乘积决定,改变比例环节(Gain1)系数,取正、负值分别给定整流、回馈基准,实现能量的双向流动。

图5　滞环控制框图

3.1.2逆变控制模块

根据H桥逆变器的特点,将其分为左右桥臂单独控制,控制方法为:用两列相位相差180°的相同频率、相同幅值的三角载波与同一个调制波相比较,再分别取反后生成四路PWM波形,以驱动H桥逆变器的四个功率器件[8]。对于3单元,每个H桥逆变器采取上述控制方法,相邻两个H桥逆变器的载波错开一定相位。为获得最大输出电平数,其最佳移相角为θshift=180°/3=60°。

文中三角载波信号如图6所示,由正弦信号通过符号和积分环节获得。C1和C2相位互差180°,其他载波互差60°。

图6　相位互补的载波

图7为A相级联变换模块,主要由H桥单元胞和比较电路组成。Aphase是A相基准正弦电压信号,Bphase、Cphase分别是B相、C相的基准正弦电压信号,相位分别相差120°,任一相基准分三路与不同单元的H桥逆变器的载波进行比较形成PWM波形。图8为A、B、C三相PWM波驱动功率模型,其中Aref、Bref、Cref为调制信号。

图7　A相级联变换模块

图8　三相级联电路模块

3.2结果分析

仿真分析分为两个部分,具体参数如下:

(1)整流控制输入电压频率f=50Hz,电压胞输入相电压有效值Uin=220V,输入电感Lm=10mH,直流滤波电容C=4 700μF。

(2)逆变控制级联数N=3,H桥逆变器载波频率fC=3kHz,输出电压频率fout=50Hz,输出相电压Uo=660V,负载电阻RL=60Ω,负载电感LL=20mH。

图9a为正向电动运行时输入电压和电流的波形,图9b为电动状态向回馈状态转变过程输入电压和电流的仿真波形,图9c为7电平A相逆变相电压波形,图9d为13电平AB线电压波形。图10为输出电压FFT分析图,基波电压为365V,THD=1.58%。

图9　电动和回馈状态工作波形

图10　输出电压FFT分析

由整流电路和逆变电路的仿真结果可以看出,滞环控制策略可以实现电动运行与回馈运行,过渡过程明显;逆变输出相电压为5电平,线电压为7电平,验证了级联型载波移相控制策略的正确性。

4　结束语

双H桥电路拓扑作为多电平变换器的单元电路可以实现双向能量流动,滞环电流控制策略能够使H桥直流电压稳定和输入功率因数近似为±1。与传统级联型逆变器相比,总谐波畸变率明显低于传统级联型逆变器的不控整流结构,而基于CPS-SPWM技术使逆变器输出多电平级联电压波形,验证了该拓扑及控制策略满足四象限运行的要求。电压胞级联级数越高,输出电压幅值越高,总谐波系数THD逐渐降低,尤其适合在高压大功率场合,可以满足功率及电压等级要求。

[1]马小亮. 大功率风机、泵节能调速发展方向探讨[J]. 电气传动， 1999(1): 3-6.

[2]INQRAM D M E, ROUND S D. A novel digital hysteresis current controller for an active power filter[C]//Proeedings of IEEE International Conference on Power Electronics and Drive Systems. Singapore, Piscataway, NJ, USA: IEEE, 1997: 745-748.

[3]范小波, 张代润, 孙茜, 等. 三相三线有源电力滤波器滞环电流控制策略[J]. 电力系统自动化, 2007, 31(18): 56-60.

[4]RODRIGUEZ J, WIECHMANM E. High power factor rectifiers[C]. Proc European Power Electronics Conf, [S.l.]: [s.n.], 1995: 2670-2676.[5]江友华, 曹以龙, 龚幼民. 基于载波相移角度的级联型多电平变频器输出性能的研究[J]. 中国电机工程学报, 2007, 27(1): 76-81.

[6]KEITH C, YAKOV F. A new cascaded multilevel H-bridge drive[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2002, 17(1): 125-131.

[7]TOLBERT L M, HABERLER T G. Novel multilevel inverter carrier-based PWM method[J]. IEEE Trans on Industry Applications, 1999, 35(5): 1098-1107.

[8]王印秋, 张新华, 程红. 级联型多电平变换器调速系统矢量控制的研究[J]. 煤矿机械, 2009, 30(5): 75-77.

[9]郭殿林， 王欢， 陈国民， 等. 级联型多电平变换器单元电路控制器设计[J]. 黑龙江科技学院学报， 2012(5)： 526-529.

(编辑荀海鑫)

Simulation of control strategy of cascade multilevel inverter cell circuit

GUODianlin,WANGHuan,CHENGuomin

(College of Electric & Information Engineering, Heilongjiang Institute of Science & Technology, Harbin 150027, China)

In response to the requirement of four quadrant operation conditions by cascade type multilever converter, this paper proposes the double H bridge cell voltage topology used as multilever converter unit circuit. It consists of front H bridge which works as rectifier, capable of realizing dc voltage stability and approximate unit of power factor two-way energy flow using hysteresis current control strategy, and rear H bridge which function as inverter adopting carrier phase shift SPWM technology. The paper introduces an analysis of transition process of two-way energy transmission operation of the converter and analysis of the voltage waveform of inverter output cascade by developing the rectifier hysteresis current control model and three unit cascade multilevel inverter phase shift technology control model. The simulation results show that the topology and the control strategy meet the requirements of the four quadrant operation.

cascade inverter; power cell; hysteresis current control; carrier phase-shifted technology

1671-0118(2012)06-0621-05

2012-04-10；

2012-08-22

黑龙江省教育厅科学技术研究项目(11551425)

郭殿林(1972-),男,内蒙古自治区乌盟人,副教授,硕士,研究方向:电力电子与电力传动,E-mail:gdl-wyq@163.com。

TM46

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