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（1.东北大学 信息科学与工程学院，辽宁 沈阳 110004；2.中国北方车辆研究所 电子信息与控制部，北京 100072）

1 引言

有源电力滤波器（active power filter，APF）的主电路采用的是三相桥式逆变电路。在脉宽调制（pulse width modulation，PWM）控制中，IGBT开通关断过程引起的电流迅速变化会使主回路中的杂散电感产生很大的尖峰电压，最大值可以是其反向电压的3倍。关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压是过电压的两个重要组成部分。关断浪涌电压是在关断瞬间流过IGBT的电流被切断时产生的瞬态高电压；而当续流二极管恢复时会产生与关断电压相似的浪涌电压。它们的存在会增大IGBT的开关损耗、降低电路效率、EMI特性变差，甚至会影响APF的可靠运行。这些问题在高频和大功率环境下变得尤为突出，必须采取相应措施加以抑制。RCD缓冲电路可以减小反向尖峰电压，其参数的设计决定了缓冲成效的大小。本文详细分析了全桥PWM变流器中缓冲电路的工作原理，提出了参数优化设计方法及计算公式，针对APF主电路设计了相应的缓冲电路，通过仿真和实验验证了参数优化设计的正确性和有效性［1-3］。

2 缓冲电路工作原理与参数设计

在缓冲电路中增加快速恢复二极管，目的是阻止电容与主回路中电感产生的震荡，同时加入一个大功率电阻来消耗电容所吸收的能量。当IGBT的工作状态由导通变为关断时，线路杂散电感中的能量经二极管流向电容，这样IGBT正负极之间的电压被钳位在电容电压以抑制过电压。这种方式适合用在大功率IGBT模块上，能较好地抑制尖峰电压，解决吸收电容与杂散电感构成震荡回路的问题。在PWM控制的高频工作中，吸收保护电路每个周期的工作原理通常分为3个阶段，下面分别对3个阶段进行分析和研究［4］。

阶段1：关断瞬间IGBT与缓冲电容的电流交换过程。当IGBT被关断，瞬间流过其中的电流iT快速减少，但由于感性负载的存在，其电流IL不能立即改变，所以负载电流只能通过缓冲电容Cs和快恢复二极管VDs组成的电路进行流通。图1给出了一个线性化换流过程中的等效电路图和电流变化波形图。

图1 环流过程的等效电路和电流波形Fig.1 Circulation process of equivalent circuit and current waveform

根据图1所示，运用电路相关理论可以得出：

式中：uCs1（tf）为IGBT被完全关断时缓冲电容Cs上的电压；iVDs为IGBT被完全关断时缓冲电容Cs上的电流。

阶段2：回路过电压的产生过程。在同一对桥臂中，上下2个IGBT模块均处在关断状态时，产生过电压的情况最为严重。此时通过缓冲电容Cs和快恢复二极管VDs的负载电流IL将变小，而由于线路上杂散寄生电感Ls和IL的存在，将会产生一个浪涌反向电动势us来阻止电流的减少。其等效电路如图2所示。

图2 回路过电压产生等效电路图Fig.2 Process of road over voltage produces

由图2所示的等效电路可以得到：

化简后

其中，ΔU%为过电压保护程度，当选定Cs容量之后，实际的保护程度ΔU%由式（10）计算的数值决定［5］。

阶段3：当前述谐振释放能量的过程进行到ω0＝π／2时，缓冲电容Cs电压达到最大值，谐振电流iL＝0，之后电容Cs通过电阻Rs，电源和负载释放能量。在放电期间，可以认为负载是一个恒流源。由于C0远大于Cs，把储能电容C0的电压看成是一个恒压源。有了负载后，可以不计Ls对放电的影响。于是得到的电容放电过程等效电路如图3所示。

图3 电容放电过程等效电路Fig.3 Equivalent circuit of capacitance discharge

由图3所示的等效电路可以得到：

其中缓冲电容的过电压从uCs2（ts）下降到Ud的时间与吸收电路结构参数选择有关。以放电时间为一个PWM 周期的1／6考虑，uCs2（ts）降低到1.01Ud，于是

式（13）中ΔU%为设定的过电压保护程度，当选定Cs容量之后，按实际的保护程度ΔU%带入计算，fs为PWM调整频率。

在电阻Rs上损耗的能量为

对其化简得到：

其中缓冲电容Cs放电电流为

流过快速恢复二极管的电流有效值为

可以根据式（18）选择合适的快恢复二极管。

3 APF缓冲电路的实际设计

本文以100kV·A有源电力滤波器为研究背景，其主电路采用的是SKM200GB173D模块，耐压值1 700V，电流300A。关断时下降时间tf＝40ns，fs＝10kHz，Ud＝800V，引线杂散电感Lm＝200nH，最大负载电流IL＝200A，保护程度小于15%。根据上一节的推导，计算缓冲电路的相关参数。

1）电容Cs的计算，由式（12）可知：

选择吸收电容Cs为0.68μF，Cs要采用高压无感电容。实际的保护程度为

2）换流过程中电容Cs的电压上升值

由此可见，因为tf很小，ILtf／（2Cs）可以忽略。

3）谐振角频率

4）快恢复二极管电流有效值为

选取耐压值1 700V，30A，Tr＜50ns的快恢复二极管。

5）电容Cs放电过程和Rs的计算

由上面的计算取得Rs＝10Ω，因为有电流的存在，电阻上要消耗一定的功率。

通过计算Rs选取为200W，10Ω的波纹电阻。

4 仿真和实验验证

通过以上的讨论分析，针对有源电力滤波器主电路的缓冲电路整体结构如图4所示。

图4 缓冲电路整体结构图Fig.4 Circuit structure of RCD snubber circuit

针对图4所示结构搭建相应的模型，对其进行仿真，仿真结果如图5所示。

图5分别为加入缓冲电路和未加入缓冲电路的仿真波形，从示波器所示波形可以看到，未加缓冲电路之前的IGBT开关波形，开通瞬间会产生一个很高的过电压。在加入缓冲电路后，情况有较大改善，过电压的情况基本消失，过电压已经被完全吸收，不但降低了开关损耗，还保证了IGBT的工作安全。

图5 缓冲电路仿真波形Fig.5 Simulation waveform of RCD snubber circuit

在实验室搭建APF样机，对缓冲电路的实用性进行研究，利用示波器TDS1012对相关波形加以测量。

图6为RCD缓冲电路投入使用前与使用后的电压实测波形。实验电路为单管IGBT带阻感负载，图6中所示波形为IGBT的C，E引脚之间的测试电压。在RCD缓冲电路实验过程中，采用了低电压（15V）以确保实验和器件安全。经实际电路验证，证明本文所采用计算方法所得出器件参数是合理有效的。

图6 缓冲电路实测波形Fig.6 Experiment waveforms of RCD snubber circuit

5 结论

缓冲电路设计的好坏直接关系到系统能否正常、安全的工作。本文通过对缓冲电路的分析，得出缓冲电路相关参数的优化设计方法。仿真和实验结果证明：该缓冲电路的设计能够有效吸收IGBT开关过程中所产生的尖峰电压，从而提高了电路的EMI特性，保证系统的可靠运行。经过对APF长时间通电运行测试，由IGBT组成的主电路运行平稳可靠，说明了本文方法的合理性和有效性，并具有较高的实用价值。

［1］Adriano Carvalho，Pina Martins，Armando Araujo.Optimisation of IGBT Switching by Adaptiwe Gate Voltage Control［EB／OL］.［2011－11－18］.http：／／www.engineeringvillage.com.

［2］徐晓彬.大功率全桥变流器次级整流吸收电路研究［J］.电力电子技术，2009，43（1），41－42.

［3］伍小杰，曹兴，夏帅，等.IGBT驱动保护电路研究［J］.电气传动，2010，40（10）：13－17.

［4］贾贵玺，徐欣东.IGBT 缓冲电路的设计［J］.电气传动，1998，28（3），54－55.

［5］Chen Cai，Pei Xuejun.The Loss Calculation of RCD Snubber with Forward and Reverse Recovery Effects Considerations［EB／OL］.［2011－11－18］.http：／／www.engineeringvillage.com.